基于模塊化多電平礦用中高壓變頻器仿真研究

李大偉，楊京東，吳康

（山西大同大學煤炭工程學院，山西 大同 037003）

1 概況

隨著經(jīng)濟的快速發(fā)展，能源消耗速率不斷上升，能源矛盾日益增長，因此為減少能源消耗以及提高能源利用率，急需采取措施節(jié)能減排。雖然現(xiàn)在已經(jīng)出現(xiàn)了許多新能源，但我國的能源消耗主要是煤，且隨著煤礦開采深度的加深以及開采量增大，井下許多大功率設備都被加入到開采工作中，耗能加大，而高壓變頻器能夠?qū)Υ蠊β试O備的電機進行調(diào)速控制，起到節(jié)能和增加電機壽命的作用。高壓變頻器的技術核心是多電平電力電子拓撲。目前普遍采用的幾種多電平拓撲結構，主要包括二極管鉗位型、飛跨電容型、H 橋級聯(lián)型，但其能夠承受的電壓與功率不足以支持大功率設備正常工作[1]。

隨著MMC 在柔性型直流輸電領域獲得快速發(fā)展，人們也開始關注將其拓展到高壓變頻器中。MMC 多電平換流器具有公共直流母線端，其結構能用于整流也能用于逆變，將整流和逆變結構以背靠背的方式結合起來，可構成一個能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運行的高壓變頻器，且無需移相變壓器提供多個獨立直流電源，系統(tǒng)也能夠?qū)崿F(xiàn)雙向流動，通過控制能夠為電機提供高質(zhì)量電源，同時提高電機的動態(tài)性能[2-3]。

本文基于礦用中高壓變頻系統(tǒng)采用背靠背結構，因此以逆變側進行研究分析，簡述礦用中高壓變頻系統(tǒng)拓撲結構、MMC 的拓撲結構及工作原理，調(diào)制技術及子模塊電容電壓平衡技術，并通過Matlab-Simulink 搭建仿真進行驗證。

2 MMC 礦用變頻器的拓撲結構

圖1 為背靠背MMC 礦用變頻器結構。MMC 結構由全控器件組成，即可以實現(xiàn)電機正反轉(zhuǎn)切換的能量雙向流動，還能夠快速啟動與制動。MMC1 實現(xiàn)整流作用，MMC2 實現(xiàn)逆變變頻作用，與級聯(lián)H橋相比，MMC 結構無需移相變壓器，利用子模塊級聯(lián)的形式就可以實現(xiàn)高壓側的多電平輸出，使用PWM 控制整流端輸出穩(wěn)定的直流電，通過直流母線輸出給逆變端，最后由逆變端輸出三相多電平交流電帶動電機實現(xiàn)變頻調(diào)速。不僅簡化了電路結構，還特別適合一些高壓大功率的工作場合。MMC 結構的中高壓變頻器消除了傳統(tǒng)中高壓變壓器存在的弊端，對井下中高壓大功率設備的變頻調(diào)速起到了極為重要的作用。

圖1 MMC礦用變頻器結構Fig.1 MMC mine inverter structure

3 MMC 的拓撲結構及工作原理

MMC 的拓撲結構如圖2 所示，整個結構由3個相單元組成，共有6 個橋臂，每個相單元分為上下2 個橋臂，每個橋臂由多個結構相同的子模塊（SM） 級聯(lián)而成，上、下橋臂通過2 個相同的電抗器L 相連。電抗器L 作為橋臂子模塊與直流母線之間的緩沖，能夠抑制各相之間電容電壓不平衡導致的環(huán)流以及產(chǎn)生故障時的沖擊電流，提高系統(tǒng)的可靠性[5-6]。

圖2 MMC拓撲結構Fig.2 MMC topology structure

子模塊根據(jù)上下橋臂功率器件IGBT 的開關狀態(tài)和電流方向，可以組合為6 種工作模式，共有3種工作狀態(tài)。系統(tǒng)啟動初向子模塊電容器充電或工作出現(xiàn)故障時，子模塊處于閉鎖狀態(tài)；系統(tǒng)正常運行時，子模塊處于投入或切除狀態(tài)。子模塊的工作狀態(tài)和工作模式見表1。

表1 子模塊工作狀態(tài)和工作模式Table 1 Sub-module working state and working mode

4 MMC 的調(diào)制技術與平衡技術

4.1 MMC 的調(diào)制技術

MMC 的調(diào)制技術決定其輸出電壓諧波特性的優(yōu)劣及損耗大小，是換流器高效穩(wěn)定運行的關鍵。目前MMC 的調(diào)制技術有很多，有特定諧波消去階梯波調(diào)制法（SHESM）、最近電平逼近調(diào)制法（NLM）、多電平SVPWWM、載波層疊調(diào)制法（PD-PWM） 與載波移相調(diào)制法(PSC-PWM)。目前應用較為廣泛的調(diào)制方式為最近電平逼近調(diào)制法（NLM） 和載波移相調(diào)制法（CPS-PWM）。最近電平逼近調(diào)制原理簡單且諧波水平低，但只適合電平較多的場合，電平數(shù)少時誤差很大；載波移相原理CPS-PWM開關損耗小，諧波性能好，適合電平數(shù)較少的場合。針對MMC 高壓變頻器的電壓等級要明顯低于柔性直流輸電的應用，橋臂中子模塊較少，因此本文采用載波移相調(diào)制更具有優(yōu)勢。載波移相調(diào)制原理如3 所示。

從圖3 可以看出，CPS-PWM 調(diào)制原理主要將多個幅值相同的三角波進行平移移相，相互錯開一個相同的角度，然后再和一條正弦波進行比較，通過比較得到多組PWM調(diào)制波信號，采用調(diào)制波信號驅(qū)動子模塊，從而決定出子模塊的工作狀態(tài)，將工作狀態(tài)為投入的子模塊輸出電壓進行疊加，以此來得到MMC 系統(tǒng)輸出的電壓波形[7]。

圖3 載波移相調(diào)制原理Fig.3 Principle of carrier phase shift modulation

4.2 子模塊相間環(huán)流

MMC 系統(tǒng)的每個單元在正常工作時，各相橋臂間的直流電壓不可能保持完全一致，導致子模塊電壓波動，能量分配不平衡，產(chǎn)生相間環(huán)流。圖4為MMC 三相內(nèi)部環(huán)流等效電路圖。為了便于分析，以A 相為例。A 相單元中的環(huán)流為icira，由等效圖可知：

圖4 MMC三相內(nèi)部環(huán)流等效電路圖Fig.4 MMC three-phase internal circulation equivalent circuit diagram

則得到A 相間環(huán)流公式為：

4.3 子模塊電容電壓平衡技術

模塊化結構在給MMC 帶來優(yōu)勢的基礎上，也帶來了各子模塊間不平衡的問題，特別在大功率、高電壓的應用場合下，平衡問題更為嚴重，因此為了維護MMC 系統(tǒng)的穩(wěn)定運行，必須保證子模塊間的電壓平衡[8-10]。本文采用的調(diào)制技術為載波移相調(diào)制，通常采用獨立子模塊電壓均分和子模塊相間電壓均衡相結合的方式來實現(xiàn)平衡子模塊間電容電壓的平衡控制，為了便于分析，以A 相為例。

獨立子模塊電壓均分控制思想是保證MMC 的每個單元都能得到獨立電壓均分控制，使MMC 系統(tǒng)中每個子模塊電容電壓的平均值對參考值實現(xiàn)有效跟蹤，從而達到子模塊電容電壓平衡的效果。控制原理如圖5 所示。

圖5 子模塊電壓均分控制原理Fig.5 Sub-module voltage sharing control principle

圖5 采用了內(nèi)部環(huán)流抑制的方法，UC_ref、UCav分別為子模塊電容電壓的參考值和平均值，通過將參考值與平均值相對比后，再將比較值通過PI 控制器輸出相間環(huán)流參考值icir_ref，在與式（2） 中計算得到的環(huán)流計算值icira進行比較，通過PI 控制輸出子模塊電容電壓的一個調(diào)節(jié)量U’。從中可知子模塊平均電容電壓的表達式為：

子模塊相間電壓均衡的控制思想是將獨立子模塊電壓均分控制應用到MMC 各相的N 個子模塊中，使得同一個子模塊電容電壓都達到跟蹤參考值的目的?？刂圃砣鐖D6 所示。圖6 中UCai為A 相第i個子模塊的電容電壓，U''i子模塊電容電壓均衡控制調(diào)節(jié)量，KP為電壓控制調(diào)節(jié)量的極性系數(shù)。以A 相為例，由于電容電壓平衡控制是根據(jù)上、下橋臂電流方向來調(diào)節(jié)的，所以U''a的極性也是用橋臂電流iap、ian決定的，即橋臂電容充電時，KP取值為+1，相反橋臂電容放電時，KP取值為-1。當橋臂電容充電時，iap＞0，此時PI 調(diào)節(jié)器的輸出為正，U''a也為正值，從而iap和U''a合成正的的功率，調(diào)制波上移；同樣的，橋臂電容放電時，iap＜0，此時PI 調(diào)節(jié)器的輸出為負，U''a為負值，從而iap 和U''a合成負的的功率，調(diào)制波下移，從而實現(xiàn)子模塊電容電壓調(diào)節(jié)至參考值，保持整個MMC 系統(tǒng)子模塊電容電壓的均衡。

圖6 子模塊相間電壓均衡原理Fig.6 Sub-module phase-to-phase voltage balance principle

5 仿真分析研究

為驗證中高壓變頻系統(tǒng)運行的可行性及有效性，在Matlab-Simulink 中搭建仿真模型，以MMC帶感應電動機空載進行仿真研究分析。MMC 仿真參數(shù)見表2，感應電機仿真參數(shù)見表3。

表2 高壓變頻器系統(tǒng)仿真模型參數(shù)Table 2 Simulation model parameters of high voltage inverter system

表3 感應電機仿真參數(shù)Table 3 Simulation parameters of induction motor

圖7～圖9 分別為電機轉(zhuǎn)速、定子電流和轉(zhuǎn)矩波形。從圖中可以看出，空載啟動時，轉(zhuǎn)速在產(chǎn)生很小的波動后很快達到穩(wěn)態(tài)，在0.5 s 提速后也能速維持穩(wěn)定；三相定子電流無論轉(zhuǎn)速怎樣變化，都能達到穩(wěn)態(tài)且波形呈三相對稱的正弦波形；由圖9中可知，轉(zhuǎn)矩在電機啟動和轉(zhuǎn)矩突變時有較大的波動，但很快趨于一個穩(wěn)定值。綜上所述，該系統(tǒng)在轉(zhuǎn)速、電流、轉(zhuǎn)矩都達到了良好的動態(tài)響應。

圖7 電機轉(zhuǎn)速波形Fig.7 Motor speed waveform

圖8 電機三相定子電流波形Fig.8 Three-phase stator current waveform of motor

圖9 電機的轉(zhuǎn)矩波形Fig.9 Torque waveform of motor

礦用中高壓變頻系統(tǒng)逆變器三相輸出電壓局部放大圖如圖10 所示，輸出電壓波形能夠很好的呈現(xiàn)三相對稱的正弦波形，且波形波動幅度穩(wěn)定。變頻器A 相上橋臂子模塊電容電壓局部放大圖如圖11 所示，從仿真波形可以看出，采用平衡技術后，子模塊電容電壓基本一致，電容電壓值在1 kV 附近波動，上下波動值不超過0.2 kV?？梢奙MC 控制器能夠?qū)⑤敵鲭妷汉皖l率穩(wěn)定在額定值，保證了高壓變頻器的正常運行，同時也體現(xiàn)出載波移相調(diào)制技術及子模塊平衡技術的有效性。

圖10 MMC逆變側輸出電壓波形Fig.10 The output voltage waveform of MMC inverter side

圖11 MMC逆變器橋臂子模塊電容電壓Fig.11 Capacitance voltage of MMC inverter bridge arm sub-module

6 結語

本文將MMC 結構應用于礦用中高壓變頻系統(tǒng)中，主要講述了高壓變頻系統(tǒng)的拓撲結構，以及MMC 拓撲結構和工作原理，以MMC 逆變側為例，結合載波移相調(diào)制技術提出了一種子模塊電容電壓平衡技術，并在Matlab-Simulink 搭建仿真模型，通過仿真可以看出電機的穩(wěn)態(tài)運行和MMC 輸出電壓波形良好，表明了采用載波移相調(diào)制技術能夠?qū)崿F(xiàn)變頻器穩(wěn)定運行，子模塊電容電壓平衡技術具有良好的性能，可以實現(xiàn)動態(tài)調(diào)節(jié)。但在仿真過程中也發(fā)現(xiàn)該系統(tǒng)在低頻時段波動大，下一步將研究改善該系統(tǒng)，實現(xiàn)該系統(tǒng)在全頻域的正常工作。