6/4極無(wú)軸承開關(guān)磁阻電機(jī)懸浮控制原理與實(shí)現(xiàn)

繆偉，曹鑫,*，劉晨昊，鄧智泉

1. 南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，南京 211106 2. 杭州?？禉C(jī)器人技術(shù)有限公司，杭州 310052

開關(guān)磁阻電機(jī)(Switched Reluctance Motor, SRM)定、轉(zhuǎn)子均為凸極結(jié)構(gòu)，僅定子齒極上安裝有繞組，因此具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單堅(jiān)固、可靠性高、成本低、容錯(cuò)性好等優(yōu)點(diǎn)，在高速電機(jī)研究領(lǐng)域受到了廣泛關(guān)注。由于轉(zhuǎn)子上既無(wú)繞組又無(wú)永磁體，因此尤其適合于惡劣工況下運(yùn)行，在航空航天等領(lǐng)域多有應(yīng)用。另外，為提高電機(jī)轉(zhuǎn)速以進(jìn)一步提升航空航天領(lǐng)域電驅(qū)系統(tǒng)的功率密度，目前可通過(guò)采用磁軸承技術(shù)對(duì)電機(jī)轉(zhuǎn)軸進(jìn)行主動(dòng)懸浮控制，實(shí)現(xiàn)高速轉(zhuǎn)軸的無(wú)摩擦、無(wú)潤(rùn)滑運(yùn)行，從而解決高速電機(jī)中軸承磨損及發(fā)熱嚴(yán)重的問題。為進(jìn)一步提高系統(tǒng)集成度及轉(zhuǎn)子臨界轉(zhuǎn)速，在電機(jī)定子齒極上增加一套繞組取代磁軸承定子繞組，通過(guò)控制繞組電流實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子主動(dòng)懸浮，由此形成了無(wú)軸承電機(jī)技術(shù)。

將無(wú)軸承技術(shù)應(yīng)用于開關(guān)磁阻電機(jī)領(lǐng)域，由此得到無(wú)軸承開關(guān)磁阻電機(jī)(Bearingless Switched Reluctance Motor, BSRM)。最先研究的BSRM為雙繞組結(jié)構(gòu)，即每一個(gè)定子齒極上均有2套繞組，其中一套繞組的電流主要控制電機(jī)轉(zhuǎn)矩，而調(diào)節(jié)另一套繞組電流可實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子懸浮。隨著系統(tǒng)集成度進(jìn)一步提高，單繞組無(wú)軸承開關(guān)磁阻電機(jī)得到廣泛研究。雖然單繞組BSRM繞組數(shù)目減少一半，但懸浮和轉(zhuǎn)矩控制的耦合度增加，控制算法較為復(fù)雜。目前，學(xué)者們主要針對(duì)12/8極、8/6極、8/10極、12/14極BSRM進(jìn)行研究。

BSRM懸浮控制的本質(zhì)在于在徑向相對(duì)位置構(gòu)造不平衡且可控的氣隙磁密分布，雙繞組與單繞組采用不同的手段實(shí)現(xiàn)該目標(biāo)。12/8極是BSRM領(lǐng)域研究最廣泛、最深入的一種結(jié)構(gòu)，針對(duì)12/8極BSRM提出的傳統(tǒng)電流控制方法，采用三相輪流導(dǎo)通的模式，通過(guò)構(gòu)造每相正交分布的4個(gè)齒極處兩兩徑向相對(duì)位置的不對(duì)稱氣隙磁密實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子的穩(wěn)定懸浮。雙繞組結(jié)構(gòu)采用主磁通疊加偏置磁通的方式，因而繞組可正向、反向串聯(lián)以減少功率變換器橋臂數(shù)目。但為實(shí)現(xiàn)單繞組結(jié)構(gòu)相對(duì)齒極繞組的不對(duì)稱勵(lì)磁，每套繞組電流必須獨(dú)立控制，所以定子齒極上的12套繞組共需要12個(gè)橋臂的不對(duì)稱半橋功率變換器進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，所需器件較多，系統(tǒng)體積較大。

本文研究的6/4極BSRM與傳統(tǒng)12/8極BSRM相比，繞組數(shù)目減少，換相頻率降低，主電路所需要的不對(duì)稱半橋電路的橋臂數(shù)為12/8極BSRM的一半，電機(jī)本體和驅(qū)動(dòng)器結(jié)構(gòu)大為簡(jiǎn)化。然而，電機(jī)本體結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)化使得轉(zhuǎn)矩和懸浮力在產(chǎn)生機(jī)理上存在較強(qiáng)的耦合，這增加了6/4極BSRM的控制難度，以往的BSRM懸浮機(jī)理和控制方法不再適用。因此，本文重點(diǎn)分析6/4極BSRM的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)及其運(yùn)行特性，研究其兩自由度懸浮控制策略。

首先介紹了6/4極與12/8極BSRM結(jié)構(gòu)和懸浮實(shí)現(xiàn)上的區(qū)別，詳細(xì)闡述了6/4極BSRM的控制難點(diǎn)；其后，圍繞轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力的協(xié)調(diào)控制方法以及兩相懸浮力分配算法，深入分析了本文所提控制策略的原理；最后，基于MATLAB/Simulink和一臺(tái)6/4極BSRM實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了原理分析和方法實(shí)現(xiàn)的可行性和有效性。

1 6/4極BSRM運(yùn)行原理

1.1 懸浮原理

單繞組BSRM與普通SRM在結(jié)構(gòu)上具有一定的相似性，每個(gè)定子齒極上僅繞有一套集中繞組，但單繞組BSRM的懸浮機(jī)理決定了其每套繞組電流必須獨(dú)立控制以構(gòu)造相對(duì)齒極不平衡氣隙磁密，如圖1(a)所示。傳統(tǒng)12/8極BSRM每一相包含4套在平面內(nèi)呈正交分布的獨(dú)立繞組，對(duì)同一相繞組相對(duì)齒極不對(duì)稱勵(lì)磁便可產(chǎn)生不平衡氣隙磁密，以A相導(dǎo)通為例，若繞組電流1>3，產(chǎn)生水平向右的徑向力1-3；2>4，產(chǎn)生豎直向上的徑向力2-4。通過(guò)控制相對(duì)齒極的繞組電流大小調(diào)節(jié)、方向徑向力的大小和方向。6/4極BSRM繞組數(shù)目減少一半，每相僅有2套獨(dú)立繞組，不對(duì)稱勵(lì)磁僅能產(chǎn)生一維徑向力，如圖1(b)，若僅對(duì)B相2套繞組勵(lì)磁，則只能產(chǎn)生方向的懸浮力。因此，對(duì)于6/4極BSRM必須雙相導(dǎo)通至少3套繞組，才能產(chǎn)生二維平面內(nèi)任意方向的徑向懸浮力。為降低控制復(fù)雜度，本文中的6/4極BSRM采用雙相共導(dǎo)通4套繞組的模式以實(shí)現(xiàn)徑向兩自由度懸浮，例如AB兩相工作時(shí)徑向懸浮通過(guò)同時(shí)導(dǎo)通A1、A2、B1、B2 這4個(gè)齒極上的繞組實(shí)現(xiàn)，將各導(dǎo)通齒極下的電磁力分解到直角坐標(biāo)系，方向合力為1+1-2-2，方向合力為2-1(方向均指向坐標(biāo)軸正方向)。因此，與傳統(tǒng)12/8極BSRM不同，考慮雙相耦合及懸浮力分配是6/4極BSRM懸浮控制的核心。

圖1 BSRM結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Structure of BSRM

1.2 數(shù)學(xué)模型

根據(jù)6/4極BSRM運(yùn)行原理的分析，雙相導(dǎo)通是轉(zhuǎn)子穩(wěn)定懸浮的必要條件，因此需研究電機(jī)雙相導(dǎo)通時(shí)的數(shù)學(xué)模型?；陔姍C(jī)結(jié)構(gòu)和徑向懸浮機(jī)理的相似性，本文采用文獻(xiàn)[22]推導(dǎo)的6/4極BSRM雙相導(dǎo)通時(shí)的數(shù)學(xué)模型，以導(dǎo)通A、B兩相為例：

(1)

(2)

(1-2)(1-2)+12+12

(3)

=cos+sin

(4)

=cos-sin

(5)

式中：、分別為BSRM雙相導(dǎo)通時(shí)在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下和方向徑向力；、為在靜止直角坐標(biāo)系下和方向徑向懸浮力；為轉(zhuǎn)矩；1、2、1、2分別為A1、A2、B1、B2繞組電流；～、～為與轉(zhuǎn)子位置角和電機(jī)參數(shù)相關(guān)的系數(shù)；如圖2所示，為軸與軸的夾角；為軸與軸的夾角。

圖2 直角坐標(biāo)系與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系Fig.2 Rectangular and rotating coordinate systems

2 6/4極BSRM徑向懸浮控制方法

2.1 換相策略

圖3為6/4極BSRM的電感曲線及導(dǎo)通區(qū)間劃分示意圖。以A、B兩相導(dǎo)通為例，在整個(gè)導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)A相電感曲線處于上升區(qū)，可提供足夠的正轉(zhuǎn)矩及懸浮力；而B相電感曲線在導(dǎo)通區(qū)間前半部分處于上平頂區(qū)，電感為最大值，可提供足夠大的懸浮力，但在導(dǎo)通區(qū)間后半部分處于下降區(qū)，會(huì)產(chǎn)生一定的負(fù)轉(zhuǎn)矩。6/4極BSRM在90°機(jī)械周期內(nèi)按照AB、CA、BC的相序?qū)ā?/p>

圖3 6/4極BSRM電感曲線及導(dǎo)通區(qū)間劃分示意圖Fig.3 Inductance profile and conduction order of 6/4 BSRM

2.2 控制原理

通過(guò)合理分配兩相懸浮力，協(xié)調(diào)控制兩相繞組電流以實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力的主動(dòng)控制，是6/4極BSRM的控制目標(biāo)。由式(1)～式(3)可知，徑向懸浮力和轉(zhuǎn)矩的表達(dá)式中均含有繞組電流的平方項(xiàng)，且3個(gè)方程無(wú)法求解4個(gè)變量，轉(zhuǎn)矩與徑向懸浮力的耦合性較強(qiáng)。因此考慮從單、雙繞組BSRM懸浮機(jī)理的區(qū)別出發(fā)，將單繞組BSRM的繞組電流分離為轉(zhuǎn)矩電流m(=1,2)和徑向懸浮力電流t(=1,2)，以期實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩和懸浮力在一定程度上的解耦。為簡(jiǎn)化控制，和前的系數(shù)均取為1，兩者之間的數(shù)量關(guān)系可根據(jù)轉(zhuǎn)矩、徑向懸浮力的要求通過(guò)表達(dá)式解算得到。以A、B兩相導(dǎo)通為例，兩相的繞組電流可表示為

1=+

(6)

2=-

(7)

1=+

(8)

2=-

(9)

將式(6)～式(9)代入式(1)～式(5)，可得到新的徑向懸浮力和轉(zhuǎn)矩表達(dá)式

=+++

(10)

=+++

(11)

(12)

式中：、、為與轉(zhuǎn)子位置角和電機(jī)參數(shù)相關(guān)的系數(shù)。

由圖3可知，每相導(dǎo)通60°機(jī)械角度，但每隔30°機(jī)械角度進(jìn)行一次換相，為確保換相前后持續(xù)導(dǎo)通相轉(zhuǎn)矩電流的連續(xù)性，導(dǎo)通相的轉(zhuǎn)矩電流均設(shè)為，即

==

(13)

懸浮力電流、產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩分量在徑向力負(fù)載較小時(shí)可忽略不計(jì)，電機(jī)總轉(zhuǎn)矩可以近似寫成：

(14)

因此，控制轉(zhuǎn)矩電流即可調(diào)節(jié)電機(jī)轉(zhuǎn)矩。

由式(10)～式(11)可以得到懸浮力電流、的表達(dá)式

(15)

(16)

圖4 6/4極BSRM控制框圖Fig.4 Control block of 6/4 BSRM

3 系統(tǒng)仿真分析

本文首先基于ANSYS Maxwell進(jìn)行6/4極BSRM電機(jī)本體建模，設(shè)定繞組激勵(lì)電流，開環(huán)仿真所提算法的電磁特性。然后基于MATLAB/Simulink軟件環(huán)境進(jìn)行系統(tǒng)建模與閉環(huán)仿真，以期驗(yàn)證本文所提控制算法的性能。因?yàn)楸菊n題組現(xiàn)僅有一臺(tái)6/4極錐形BSRM實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，除定、轉(zhuǎn)子形狀為特殊的錐形以外，其繞組排布、徑向懸浮機(jī)理均與普通6/4極BSRM無(wú)異。因此，基于該樣機(jī)開展了仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

3.1 電磁特性仿真

電磁仿真中電機(jī)的尺寸參數(shù)如表1所示，為驗(yàn)證6/4極BSRM雙相導(dǎo)通的必要性，分別仿真了A、B、C三相僅在各自電感上升30°區(qū)間內(nèi)導(dǎo)通，即單相導(dǎo)通，與根據(jù)第2.1節(jié)換相策略雙相導(dǎo)通2種情況下的轉(zhuǎn)矩與懸浮力。

在導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)，通過(guò)對(duì)同一相的2個(gè)齒極繞組不對(duì)稱勵(lì)磁構(gòu)造不平衡氣隙磁密，從而產(chǎn)生徑向懸浮力。例如，當(dāng)電機(jī)機(jī)械角度在[-37.5°,-7.5°]內(nèi)，AB雙相導(dǎo)通時(shí)，1=1=3 A，2=2=1 A，1=2=0 A；A相單相導(dǎo)通時(shí)，1=3 A，2=1 A，1=2=1=2=0 A。單相導(dǎo)通、雙相導(dǎo)通下的轉(zhuǎn)矩和懸浮力波形如圖5所示。

表1 ANSYS Maxwell仿真參數(shù)Table 1 Parameters of simulation in ANSYS Maxwell

圖5 電流大小相等時(shí)單相、雙相導(dǎo)通的轉(zhuǎn)矩與懸浮力仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of torque and levitation forces for single-phase and two-phase conduction with equal currents

單相導(dǎo)通電機(jī)轉(zhuǎn)矩最小值為0.11 N·m，不產(chǎn)生負(fù)轉(zhuǎn)矩，但產(chǎn)生的徑向懸浮力相比于雙相導(dǎo)通顯著減小。因此，必須采取雙相導(dǎo)通模式，以確保任意角度下的、徑向懸浮力跟蹤。

本文所提控制方法，將繞組電流分解為轉(zhuǎn)矩電流m(=1,2)和徑向懸浮力電流t(=1,2)。其中，轉(zhuǎn)矩電流決定系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩輸出能力，徑向懸浮力電流調(diào)節(jié)、方向的懸浮力大小。圖6為相同懸浮力電流，不同轉(zhuǎn)矩電流下的轉(zhuǎn)矩仿真波形，轉(zhuǎn)矩峰值、平均值隨轉(zhuǎn)矩電流的增大而增大。

類似地，當(dāng)控制轉(zhuǎn)矩電流不變，調(diào)節(jié)懸浮力電流由小到大，產(chǎn)生的徑向懸浮力波形如圖7所示。隨著懸浮力電流的增大，電機(jī)、這2個(gè)方向的徑向出力均顯著增加。

圖6 相同懸浮力電流、不同轉(zhuǎn)矩電流下的轉(zhuǎn)矩仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of torque with the same levitation-force current and different torque currents

圖7 相同轉(zhuǎn)矩電流、不同懸浮力電流下的懸浮力仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of levitation forces with the same torque current and different levitation-force currents

3.2 控制算法仿真

為驗(yàn)證算法閉環(huán)動(dòng)態(tài)及穩(wěn)態(tài)性能，分別進(jìn)行給定轉(zhuǎn)速2 000 r/min和給定轉(zhuǎn)速?gòu)? 000 r/min突變到3 500 r/min這2種情況下的仿真,控制算法仿真參數(shù)如表2所示。

表2 控制算法仿真參數(shù)Table 2 Parameters of simulation of proposed method

6/4極BSRM采用雙相導(dǎo)通模式，導(dǎo)通區(qū)間為定、轉(zhuǎn)子齒剛重合位置到定、轉(zhuǎn)子齒對(duì)齊位置，即-37.5°～-7.5°。當(dāng)給定轉(zhuǎn)速為2 000 r/min時(shí)，BSRM轉(zhuǎn)速、機(jī)械角度轉(zhuǎn)矩波形如圖8所示。電機(jī)轉(zhuǎn)速經(jīng)過(guò)1 s的調(diào)節(jié)迅速、準(zhǔn)確跟蹤給定值。開關(guān)磁阻電機(jī)定、轉(zhuǎn)子凸極結(jié)構(gòu)導(dǎo)致其轉(zhuǎn)矩存在一定的脈動(dòng)，根據(jù)圖3導(dǎo)通區(qū)間的劃分，電感曲線處于下降區(qū)的導(dǎo)通相不可避免地產(chǎn)生負(fù)轉(zhuǎn)矩，2 000 r/min 時(shí)電機(jī)的平均轉(zhuǎn)矩為0.289 4 N·m。

圖8 轉(zhuǎn)速2 000 r/min 6/4極BSRM轉(zhuǎn)速機(jī)械角度及轉(zhuǎn)矩仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of speed and torque of the 6/4 BSRM at 2 000 r/min

給定徑向懸浮力，觀測(cè)實(shí)際徑向力能否準(zhǔn)確跟蹤給定值，模擬徑向位移閉環(huán)仿真。圖9為2 000 r/min 時(shí)徑向和方向懸浮力的波形圖，徑向懸浮力能準(zhǔn)確跟蹤給定值，但在換相時(shí)刻出現(xiàn)周期性尖峰。原因在于，控制算法設(shè)計(jì)基于分段推導(dǎo)得到的數(shù)學(xué)模型，且如圖3所示，由于BSRM電感特性，換相時(shí)刻對(duì)應(yīng)的三相電感值不同，導(dǎo)致由式(15)、式(16)解算得到的懸浮力電流大小不同，而繞組電流卻不能突變以迅速跟蹤給定值。

圖9 轉(zhuǎn)速2 000 r/min 6/4極BSRM徑向懸浮力仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of radial levitation forces of the 6/4 BSRM at 2 000 r/min

控制繞組電流大小是6/4極BSRM轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力控制的核心，圖10為2 000 r/min時(shí)的繞組電流仿真波形，其中圖10(a)為A相2個(gè)繞組A1、A2電流，圖10(b)為三相A1、B1、C1電流波形?？梢园l(fā)現(xiàn)，同一相相對(duì)齒極的電流波形對(duì)稱分布，對(duì)稱中心的電流值為轉(zhuǎn)矩電流大小，在此基礎(chǔ)上加、減懸浮力電流得到相對(duì)齒極2個(gè)繞組電流；三相電流波形可驗(yàn)證電機(jī)實(shí)際運(yùn)行時(shí)按照算法設(shè)定的AB、CA、BC的相序輪流導(dǎo)通。

圖10 轉(zhuǎn)速2 000 r/min 6/4極BSRM繞組電流仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of winding currents of 6/4 BSRM at 2 000 r/min

容錯(cuò)性能是航空航天領(lǐng)域電驅(qū)系統(tǒng)的重要評(píng)價(jià)指標(biāo)，因此本文對(duì)發(fā)生單個(gè)齒極繞組斷路、一相2套繞組均斷路2種故障前后算法的控制性能進(jìn)行了初步仿真驗(yàn)證。圖11為電機(jī)轉(zhuǎn)速2 000 r/min 時(shí)A1齒極繞組發(fā)生斷路故障前后的轉(zhuǎn)速、徑向懸浮力及A相電流仿真波形。由于開關(guān)磁阻電機(jī)具有強(qiáng)容錯(cuò)性，2 s故障發(fā)生后，轉(zhuǎn)速跌落至1 940 r/min，通過(guò)轉(zhuǎn)速閉環(huán)的調(diào)節(jié)，非故障齒極繞組電流增加，因此轉(zhuǎn)速又迅速上升，約4.5 s時(shí)重新到達(dá)給定值2 000 r/min，轉(zhuǎn)速脈動(dòng)較正常運(yùn)行狀態(tài)增加約0.325%。但是由于A1繞組電流為0 A，無(wú)法實(shí)時(shí)跟蹤徑向力電流，因此導(dǎo)致A相導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)懸浮力失控。若要實(shí)現(xiàn)故障后的懸浮力跟蹤，需設(shè)計(jì)相應(yīng)的容錯(cuò)控制算法，在雙相導(dǎo)通共3套繞組的情況下重新計(jì)算懸浮力分配。

圖12為A相2套繞組均發(fā)生斷路故障時(shí)的仿真波形。同樣，依賴于開關(guān)磁阻電機(jī)固有的容錯(cuò)性能，電機(jī)仍能正常輸出轉(zhuǎn)矩，在轉(zhuǎn)速閉環(huán)的調(diào)節(jié)作用下實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速控制。但此時(shí)僅在BC兩相導(dǎo)通時(shí)能實(shí)現(xiàn)懸浮力的準(zhǔn)確跟蹤，其他狀態(tài)下單相導(dǎo)通必定會(huì)造成某些方向的懸浮力缺失，給6/4極BSRM的控制帶來(lái)了新的難題。

圖11 轉(zhuǎn)速2 000 r/min A1繞組斷路故障前后6/4極BSRM仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of the 6/4 BSRM before and after open circuit fault of A1 winding at 2000 r/min

為驗(yàn)證本文所提算法的動(dòng)態(tài)性，給定轉(zhuǎn)速在3 s時(shí)由3 000 r/min突變?yōu)? 500 r/min。如圖13(a) 所示，當(dāng)轉(zhuǎn)速給定突變時(shí)，實(shí)際轉(zhuǎn)速能夠快速地跟蹤上給定值，圖13(b)中轉(zhuǎn)矩的平均值增加，說(shuō)明此算法調(diào)速性能良好。圖13(c)～圖13(d)為電機(jī)繞組電流波形，升速后，由于轉(zhuǎn)矩電流增大，繞組電流均增大。圖13(e)～圖13(f) 為升速過(guò)程的徑向懸浮力波形，由于繞組電流增大，電流跟蹤的難度增加，徑向懸浮力尖峰增大。

圖12 轉(zhuǎn)速2 000 r/min A相繞組斷路故障前后6/4極BSRM仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of 6/4 BSRM before and after open circuit fault of phase A at 2 000 r/min

圖13 給定轉(zhuǎn)速3 000 r/min突變?yōu)? 500 r/min的6/4極BSRM仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of 6/4 BSRM with given speed 3 000 r/min suddenly change to 3 500 r/min

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提算法的正確性，本文在第3節(jié)所述的一臺(tái)6/4極錐形無(wú)軸承開關(guān)磁阻電機(jī)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，樣機(jī)和實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖14所示。實(shí)驗(yàn)時(shí)樣機(jī)為立式放置，懸浮端采用機(jī)械軸承進(jìn)行輔助限位保護(hù)，以防轉(zhuǎn)子未懸浮時(shí)的電機(jī)“掃膛”。同時(shí)，在懸浮端安裝了4個(gè)電渦流傳感器對(duì)轉(zhuǎn)軸、方向位移進(jìn)行檢測(cè)。非懸浮端采用調(diào)心球軸承支撐，另外安裝3個(gè)光電傳感器配合測(cè)速齒盤以檢測(cè)轉(zhuǎn)子的實(shí)時(shí)轉(zhuǎn)角位置。樣機(jī)參數(shù)與表1仿真參數(shù)相同。

圖14 6/4極BSRM樣機(jī)本體及實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.14 Prototype and experimental platform of 6/4 BSRM

圖15(a)和圖15(b)分別為2 000 r/min和3 000 r/min 穩(wěn)定懸浮時(shí)的位移波形和A相繞組電流波形，圖15(c)和圖15(d)為其對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)子軌跡圖，2 000 r/min時(shí)位移波動(dòng)約為50 μm，約為輔助軸承游隙的1/4，3 000 r/min時(shí)位移波動(dòng)約為25 μm，約為輔助軸承游隙的1/8，懸浮性能良好。

圖15 不同轉(zhuǎn)速下的懸浮位移實(shí)驗(yàn)波形Fig.15 Experimental waveforms of rotor displacement at different speeds

圖16為電機(jī)轉(zhuǎn)速在3 000 r/min穩(wěn)定懸浮時(shí)繞組A1、B1、C1和A2、B2、C2的電流波形放大圖，實(shí)驗(yàn)中通過(guò)測(cè)量電流調(diào)理電路的輸出值觀測(cè)電流大小，電流為0 A,對(duì)應(yīng)示波器測(cè)得電壓0.4 V，因此示波器通道零刻度線與電流零點(diǎn)之間的差值為0.4 V。繞組電流波形可驗(yàn)證電機(jī)按第2.1節(jié)提出的換相策略運(yùn)行，且同一相的相對(duì)齒極繞組電流構(gòu)成滿足式(6)～式(9)設(shè)定，與圖13(c)～圖13(d)繞組電流仿真波形共同驗(yàn)證了電流控制的正確性。

圖16 3 000 r/min時(shí)的繞組電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 Experimental waveforms of winding currents at 3 000 r/min

當(dāng)轉(zhuǎn)速在3 000 r/min時(shí)，在保持徑向方向位移幾乎不變的條件下，使用木槌沿徑向方向敲擊，進(jìn)行徑向負(fù)載突變實(shí)驗(yàn)，敲擊前后方向徑向位移及A相電流變化波形如圖17所示，徑向負(fù)載突變后轉(zhuǎn)子位移偏差經(jīng)過(guò)2.8 ms后迅速減小，證明所提方法具有較好的徑向負(fù)載突變適應(yīng)性。

圖17 3 000 r/min時(shí)的徑向敲擊轉(zhuǎn)軸實(shí)驗(yàn)波形Fig.17 Experimental waveforms of sudden knock on shaft at 3 000 r/min

在穩(wěn)定懸浮狀態(tài)下，轉(zhuǎn)速閉環(huán)升、降速實(shí)驗(yàn)的位移、轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波形如圖18所示。電機(jī)轉(zhuǎn)速由3 000 r/min上升至3 500 r/min，調(diào)節(jié)時(shí)間約1.6 s；轉(zhuǎn)速由3 500 r/min下降至3 000 r/min的調(diào)節(jié)時(shí)間約1 s。在轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)過(guò)程中，轉(zhuǎn)軸的徑向位移波動(dòng)較小，表明所提控制方法具有較好的動(dòng)態(tài)懸浮性能。

圖18 穩(wěn)定懸浮時(shí)的升降速實(shí)驗(yàn)波形Fig.18 Experimental waveforms of speed changes with stable levitation

電機(jī)轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在2 000 r/min時(shí)，進(jìn)行A1繞組斷路故障實(shí)驗(yàn)及A相2套繞組斷路故障實(shí)驗(yàn)，電機(jī)轉(zhuǎn)速、相電流波形如圖19所示。圖19(a)A1繞組斷路后，由于轉(zhuǎn)速閉環(huán)調(diào)節(jié)的作用，非故障齒極電流，如2、1均增大，以實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速跟蹤給定值2 000 r/min的目標(biāo)。而圖19(b)中當(dāng)A相2套繞組均發(fā)生斷路故障后，盡管非故障相電流增大以補(bǔ)償A相缺失的轉(zhuǎn)矩，但轉(zhuǎn)速仍有約200 r/min 的跌落。表明故障發(fā)生后，6/4極BSRM依賴開關(guān)磁阻電機(jī)固有的強(qiáng)容錯(cuò)性能，仍具備一定的轉(zhuǎn)矩輸出能力。

圖19 2 000 r/min時(shí)的繞組斷路故障實(shí)驗(yàn)波形Fig.19 Experimental waveforms of winding open circuit fault at 2 000 r/min

5 結(jié) 論

針對(duì)航空電機(jī)高集成度、高速化和高功率密度化的發(fā)展需求，本文研究了一種6/4極無(wú)軸承開關(guān)磁阻電機(jī)。針對(duì)該類電機(jī)懸浮原理的特殊性，提出轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力的協(xié)調(diào)控制方法。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)對(duì)該方法的正確性和可行性進(jìn)行了驗(yàn)證，得到如下結(jié)論：

1) 與傳統(tǒng)12/8極BSRM相比，6/4極BSRM具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的優(yōu)勢(shì)，繞組數(shù)目少，因而在降低換相頻率的同時(shí)可減少主電路功率變換器橋臂數(shù)目，縮小系統(tǒng)體積。但為了實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子穩(wěn)定懸浮，6/4極BSRM采用雙相導(dǎo)通模式，加劇了變量間的耦合程度，給控制帶來(lái)一定的難度。

2) 所提控制方法減少了控制變量，簡(jiǎn)化了電機(jī)數(shù)學(xué)模型，合理分配了導(dǎo)通兩相的懸浮力。

3) 應(yīng)用本文提出的控制方法，6/4極BSRM在空載情況下實(shí)現(xiàn)了2 000 r/min和3 000 r/min的穩(wěn)定懸浮，懸浮位移波動(dòng)分別被控制在50 μm和25 μm以內(nèi)，通過(guò)徑向敲擊實(shí)驗(yàn)和閉環(huán)升降速實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法具有良好的負(fù)載突變適應(yīng)性能和動(dòng)態(tài)性能。