一種基于內置變壓器的高增益雙向DC-DC變換器

嚴志星 ，曾 君 ，賴 臻 ，劉俊峰

（1.華南理工大學電力學院，廣州510640；2.華南理工大學自動化科學與工程學院，廣州 510640）

近年來，隨著儲能技術的發(fā)展，高增益雙向DC-DC 變換器 BDC（bidirectional DC-DC converter）作為低壓儲能裝置和高壓直流母線的接口，成了國內外工業(yè)界與學術界研究和發(fā)展的熱點[1-2]。由于高壓直流母線的電壓等級通常是在400 V及以上，高壓側的功率器件通常采用高電壓應力、開關頻率較低的IGBT[3]。然而，較低的開關頻率會嚴重影響變換器的功率密度，因此有學者提出了通過串聯(lián)減小功率器件電壓應力的拓撲，使MOSFET可以應用在高壓側，提高開關頻率[4]。

目前，BDC主要分為隔離型和非隔離型2種類型。在電動汽車、航天器和直流微網(wǎng)等不需要電氣隔離的場合[5]，非隔離型BDC具有成本低、效率高和體積小等優(yōu)點。最基本的非隔離BDC是傳統(tǒng)的半橋Buck/Boost結構。但在實際應用中，由于二極管的反向恢復問題，傳統(tǒng)Buck/Boost結構的增益是受限的[6]。因此，為了實現(xiàn)更高的增益，開關電容結構[7-8]、耦合電感結構[9-11]和內置變壓器[12-13]結構受到了國內外眾多學者的關注。開關電容結構是一種以電容作為儲能元件，串聯(lián)提高電壓增益的技術，具有增益高和電壓應力低的優(yōu)勢，但在開關電容結構中電流尖峰是不可避免的，這會嚴重地影響儲能裝置的壽命[14]；耦合電感結構作為濾波電感和變壓器的有機結合，可以通過合理設計匝比而有效地提高增益。然而，耦合電感型的BDC會引入直流偏磁，導致磁芯利用率大大降低。內置變壓器結構的特點是磁芯中的磁通可以相互抵消，使得磁芯可以避免磁飽和的出現(xiàn)，從而有效減小磁性器件的體積[15]。

文獻[11]中，國內學者吳紅飛等提出了一種基于耦合電感結構和電壓匹配控制的BDC，可實現(xiàn)靈活地調節(jié)電壓增益。然而，隨著功率等級的提升，低壓儲能裝置側的電流應力和電流紋波會隨之增大，過大的電流紋波會嚴重地縮短儲能元件的使用壽命[16]。多相交錯技術可以明顯減小MOSFET的電流應力和低壓側的電流紋波[17]，同時，低壓側的濾波器件尺寸可以隨之減小。文獻[9]中，國內學者王議鋒等提出一種基于交錯耦合電感和串聯(lián)開關電容的BDC，可以實現(xiàn)高電壓增益和低的電壓應力，但其中耦合電感的耦合系數(shù)需要設計為0.3，難以實現(xiàn)。為了簡化磁性器件的設計，文獻[13]中，國外學者Bahrami等提出一種將內置變壓器集成在3個傳統(tǒng)的Buck/Boost結構中的BDC，該變換器具有零電壓開通 ZVS（zero voltage switching）、電壓增益高和電流紋波小的優(yōu)點，但它的電壓調節(jié)范圍窄，當?shù)蛪簝δ苎b置側電壓隨電池電量的減少而降低時，該變換器的軟開關會丟失和效率會明顯地降低。

基于前面的分析，本文針對在儲能系統(tǒng)中應用的BDC，提出了一種基于內置變壓器的BDC，其具有電壓增益高、電壓應力小、低壓側電流紋波小、全范圍ZVS軟開關、低壓側電壓調節(jié)范圍寬和控制簡便的優(yōu)勢。本文提出的拓撲在低壓儲能側采用兩相交錯的方式，可以大大地減少電流應力和電流紋波。通過將內置變壓器集成在飛跨電容結構和2個交錯的Buck/Boost結構中，該變換器可以同時實現(xiàn)電壓增益高和電壓應力小2個優(yōu)勢，并通過采用電壓匹配的控制策略，實現(xiàn)2個控制變量的解耦、減小循環(huán)電流和拓寬低壓側電壓調節(jié)范圍。

1 電路結構和工作原理

1.1 電路結構

本文所提高增益BDC電路如圖1所示。圖中，一個內置變壓器的原邊放在飛跨電容結構中，副邊放在2個交錯的Buck/Boost結構中，變壓器的匝比為n=N2/N1；VH和VL分別為高壓母線側電壓和低壓儲能裝置側電壓；C1、C2、Cc1、Cc2為箝位電容；Lm為內置變壓器原邊的等效勵磁電感；Lr為其副邊的等效漏感；L1和L2為2個相同的直流濾波電感。定義uab為a、b兩點之間的電壓；ucd為c、d兩點之間的電壓。由于該變換器可以實現(xiàn)功率的雙向流動，將功率從VH傳遞至VL定義為降壓模式，反之為升壓模式。

圖2是所述BDC降壓模式時的關鍵工作波形。如圖所示，開關管Q1u和Q1d互補導通，開關管Q2u和Q2d互補導通。Q1d和Q2d具有相同的占空比D，且開關管Q1d與Q2d的驅動信號相差180°。開關管S1和S3、S2和S4的驅動信號均為一對固定50%占空比的互補方波。位于uab和ucd之間的移相角φ可以調節(jié)功率的傳輸方向和大小。其中，S2的驅動信號超前Q1u移相角φ，S1的驅動信號超前Q1u移相角2π（D-0.5）+φ。 當?shù)蛪簜入姵仉妷鹤兓瘯r，可以通過調節(jié)占空比D，實現(xiàn)變壓器兩端的電壓匹配VC=n（VH-VC）/2，從而能減少環(huán)流損耗。

1.2 工作原理

如圖2所示，1個工作周期可分為16個模態(tài)。由于工作模態(tài)是對稱的，故只分析1半周期θ0～θ8時刻的狀態(tài)，另1半周期的模態(tài)相似。

模態(tài) 1（在 θ0之前）：如圖 3（a）所示，Q1d、Q2u和S3、S4導通。 電容 C1、C2和 Cc1上的電壓為（VH-VC）/2，uab和 ucd的電壓幅值分別為-（VH-VC）/2 和-VC，由于電壓匹配的實現(xiàn)，電感Lr的電流iLr斜率保持為0，電感Lm的電流iLm線性下降，L1的電流iL1線性上升和L2的電流iL2線性下降。

模態(tài) 2（θ0～θ1）：如圖 3（b）所示，當 S4關斷時，iLm和niLr的差給S1的結電容放電，給S4的結電容充電，直到S1的結電容放電至0。S1的體二極管導通，漏-源極電壓下降到0。

模態(tài) 3（θ1～θ2）：如圖 3（c）所示，S1實現(xiàn)了 ZVS。電壓 uab和 ucd的幅值分別為 0和-VC，iLm保持為-VLTs/（2nLm），iLr滿足

模態(tài) 4（θ2～θ3）：如圖 3（d）所示，當 Q2u關斷時，iL2和iLr的差給Q2d的結電容放電，給Q2u的結電容充電，直到Q2d的結電容放電至0。Q2d的體二極管導通，漏-源極電壓下降到0。

模態(tài) 5（θ3～θ4）：如圖 3（e）所示，Q2d實現(xiàn)了 ZVS。uab和ucd的幅值均為0，iL2開始線性下降，iLr滿足

模態(tài) 6（θ4～θ5）：如圖 3（f）所示，當 S3關斷時，iLm和niLr的差給S2的結電容放電，給S3的結電容充電，直到S2的結電容放電至0。S2的體二極管導通，漏-源極電壓下降到0。

模態(tài) 7（θ5～θ6）：如圖 3（g）所示，S2實現(xiàn)了 ZVS。uab和 ucd的幅值分別為（VH-VC）/2 和 0，iLm開始線性上升，iLr滿足

模態(tài) 8（θ6～θ7）：如圖 3（h）所示，當 Q1d關斷時，iL1和iLr的差給Q1u的結電容放電，給Q1d的結電容充電，直到Q1u的結電容放電至0。Q1u的體二極管導通，漏-源極電壓下降到0。

模態(tài) 9（θ7～θ8）：如圖 3（i）所示，Q1u實現(xiàn)了 ZVS。uab和 ucd的幅值分別為（VH-VC）/2 和 VC；iL1開始線性上升；iLr滿足

從上述的分析可知，變壓器的原、副邊實現(xiàn)了電壓匹配，保證了環(huán)流最小，所有MOSFET均實現(xiàn)了ZVS。在升壓模式下，變換器的工作原理相似，此處不再贅述。

2 穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益和傳輸功率表達式

根據(jù)模態(tài)分析，得到電壓uab和ucd的幅值分別為

由式（5）可以得到電壓增益G為

由圖 2的相角關系以及式（1）～式（4）可得

在不同模式下的計算方式是相同的，可以得到該變換器的傳輸功率為

根據(jù)式（8），可得傳輸功率P與移相角φ、占空比D的關系，如圖4所示，可見，在占空比D被賦值來實現(xiàn)電壓匹配后，傳輸功率P隨著移相角φ單調變化?？刂瓶驁D如圖5所示，它由電壓匹配控制環(huán)路和功率傳輸控制環(huán)路組成。其中，VH和IH分別是高壓側的電壓和電流，VL是低壓側電壓，Pref是功率參考信號。一旦根據(jù)VH和VL確定占空比D的賦值后，就可以利用PI控制器調整移相角φ，用以調節(jié)傳輸功率P。

2.2 軟開關條件

對于兩相交錯的Buck/Boost結構，已有很多相關文獻對其軟開關條件進行了詳細分析[18]，此處不再贅述。本文對S1～S4的軟開關條件詳細分析如下。

根據(jù)降壓模式的模態(tài)分析，iLm和niLr的差給MOSFET的結電容進行充放電從而實現(xiàn)ZVS。因此，S1～S4的軟開關條件為

式中：Tdz為死區(qū)時間；Coss為MOSFET的結電容。

滯后管以S1為例，在S1導通前，iLm為其最小值-VLTs/（2nLm），iLr開始下降。根據(jù)式（9），滯后管的軟開關條件為

根據(jù)式（10），隨著移相角φ減少，滯后管實現(xiàn)軟開關將會變得困難。當傳輸功率為0（φ=0）時，軟開關最難實現(xiàn)。因此，勵磁電感Lm必須設置為

根據(jù)式（11），勵磁電感Lm的取值是與傳輸功率P無關的。因此，在升壓模式中，滯后管的軟開關條件是一樣的。同理，對于超前管的軟開關條件，有

因此，當合理地設置勵磁電感Lm后，在全工作范圍內均可以實現(xiàn)ZVS。

3 與現(xiàn)有BDC的比較

表1為本文所述BDC與文獻[9，11，13]所述BDC在MOSFET數(shù)量、理論電壓增益和最大電壓應力等方面的比較?？芍?，所提出的BDC具有電壓增益高、電壓應力小、低壓側電流紋波小、全范圍ZVS軟開關和低壓側電壓調節(jié)范圍寬的優(yōu)勢。本文所述BDC和文獻[13]中的BDC電壓增益最高，但文獻[13]中的BDC只能在占空比為0.5時能實現(xiàn)電壓匹配，不具備低壓側電壓調節(jié)能力。當?shù)蛪簜入姵仉妷鹤兓瘯r，環(huán)流會迅速增大，軟開關范圍會變窄。因此，相比較而言本文所提出的BDC更適合作為低壓儲能裝置和高壓直流母線的接口。

表1 與現(xiàn)有BDC的性能比較Tab.1 Comparison of performance between the proposed converter and the existing BDCs

4 實驗驗證

為了驗證所述BDC的可行性，本文設計了1臺額定功率為1 kW的實驗樣機。樣機低壓側電壓為40～60 V，高壓側為400 V。主要實驗參數(shù)如表2所示?？刂破鞑捎玫轮輧x器的DSP TMS320F28335。

表2 實驗樣機參數(shù)Tab.2 Parameters of experimental prototype

如圖6所示為變換器在額定功率下的變壓器兩側電壓uab和ucd和漏感電流iLr的波形，其中，圖6（a）～（c）為降壓模式，圖 6（d）～（f）為升壓模式。 當nuab等于ucd時，漏感電流iLr的斜率保持為0，變換器中變壓器兩邊的三電平電壓波形實現(xiàn)了電壓匹配。因此，循環(huán)電流可以保持最小值，所有MOSFET的軟開關條件可以得到保證。當根據(jù)低壓側電壓VL得到占空比D后，可以單變量調節(jié)移相角φ來控制傳輸功率。實驗波形表明理論分析的正確性。

如圖7所示為低壓側電壓VL為50 V時S1～S4的軟開關波形。圖中，ugs為柵源-極電壓、uds為漏-源極電壓，iLr為漏感電流。 圖 7（a）～（d）為降壓模式，圖 7（e）～（h）為升壓模式，可見 4 個 MOSFET S1～S4均實現(xiàn) ZVS，MOSFET S1～S4電壓應力為 140 V，高壓側電壓400 V被分成了 120 V、140 V、140 V 3個部分，由3個MOSFET共同分擔。因此，本文所提出BDC可以采用低電壓應力、低導通電阻的MOS-FET用以提升變換器轉換效率。

如圖8所示為不同低壓側電壓VL下的實驗樣機效率曲線?？梢园l(fā)現(xiàn)樣機效率在升壓模式和降壓模式下是相似的，這表明該BDC的效率是不受功率傳輸方向影響的，并且當?shù)蛪簜入妷篤L變化時，該BDC的效率變化不大。因此，所提出的BDC適用在需要高電壓增益、寬電壓側電壓范圍的儲能系統(tǒng)中。

5 結語

本文提出了一種基于內置變壓器的高增益雙向DC-DC變換器。通過將2個電路的串聯(lián)可以在實現(xiàn)高增益的同時具備低應力。變換器采用電壓匹配控制，可以有效地減少循環(huán)電流和拓寬軟開關范圍。根據(jù)軟開關條件的詳細分析，合理設計器件參數(shù)，從而能在寬電壓范圍實現(xiàn)軟開關。通過與現(xiàn)有BDC進行對比表明，所提出變換器具有電壓增益高、電壓應力小、低壓側電流紋波小、全范圍ZVS軟開關和低壓側電壓調節(jié)范圍寬的優(yōu)勢。根據(jù)理論分析，本文設計了1臺低壓側為40～60 V、高壓側為400 V和額定功率為1 kW的實驗樣機。實驗結果表明，所提出的變換器適用于需要高電壓增益、寬電壓側電壓范圍的儲能系統(tǒng)中。