基于噪聲源阻抗估測的單相并網(wǎng)逆變器傳導電磁干擾濾波器的設計

江師齊，劉藝濤，金典恒，潘學偉

（1.深圳大學機電與控制工程學院，深圳518000；2.哈爾濱工業(yè)大學深圳研究生院機電工程與自動化學院，深圳 518000）

逆變器是可再生能源并網(wǎng)系統(tǒng)的重要部分，其整體性能直接影響到并網(wǎng)電流的質(zhì)量。以往主要是在高頻開關(guān)電源的設計上考慮電磁干擾，而在并網(wǎng)逆變器中卻常常忽略這一點[1]。隨著半導體材料的飛速發(fā)展與更新，電力開關(guān)器件的開關(guān)頻率越來越高[2]，雖然大大提高了系統(tǒng)效率，但是在開關(guān)器件快速開通和關(guān)斷過程中產(chǎn)生了較大的電壓與電流突變，從而與系統(tǒng)間或系統(tǒng)與地之間的寄生電感或電容發(fā)生耦合，產(chǎn)生傳導電磁干擾[3]。這也是逆變器研究逐漸需要重視的問題。

電磁干擾 EMI（electromagnetic interference）濾波器的干擾抑制效果主要體現(xiàn)在與噪聲源阻抗密切相關(guān)的插入損耗上[4]。在逆變器中，存在電感和電容等非線性器件，導致逆變器的阻抗值處于不斷變化的狀態(tài)，從而給EMI濾波器的設計帶來了極大困難[5-6]。傳統(tǒng)抑制傳導電磁干擾的無源濾波器是單級濾波器，但是用于EMI濾波器參數(shù)設計的方法還沒有系統(tǒng)化，常用的是根據(jù)一定經(jīng)驗確定的差模濾波器和共模濾波器的截止頻率，進而確立器件參數(shù)值，在實際應用中其有效性不能完全保證[5]。本文根據(jù)傳導電磁干擾的特點，對單級濾波器電路做了拆分和簡化分析，通過噪聲源阻抗的測試數(shù)據(jù)和噪聲所需要的衰減幅度來進行濾波器的參數(shù)設計。最后通過仿真和實驗對此方法的有效性進行了驗證。

1 濾波器結(jié)構(gòu)選取和等效化簡

1.1 傳導電磁干擾特性分析

圖1為逆變系統(tǒng)的拓撲結(jié)構(gòu)，共模干擾噪聲主要由系統(tǒng)各部分與地之間的電位差變化因子和雜散電容之間耦合而產(chǎn)生，其傳播回路由相線或中線、被干擾設備和地線構(gòu)成；差模干擾主要是由脈沖寬度調(diào)制PWM方法產(chǎn)生的高頻噪聲，經(jīng)相線、被干擾設備和中性線構(gòu)成回路[3]。通過傳導方式可知，共模干擾存在于相線或中線與地之間，在相線和中線上的共模干擾電流幅值相等、相位相同，而在相線和中線上的差模干擾電流則是幅值相等、相位相反[3]，傳導路徑如圖2所示。抑制傳導干擾的無源方法一般是通過電感和電容來構(gòu)成低通濾波器。單級濾波器的干擾抑制效果比較理想且結(jié)構(gòu)簡單，分析設計方便[7]，故本文選取的EMI濾波器為單級濾波器?？紤]到共模干擾和差模干擾的特性，共模電感采用雙繞組的共模扼流圈，差模采用獨立電感，濾波電容則應根據(jù)其自諧振頻率選取合適的類型[8]。

1.2 濾波器的建模與簡化分析

單級濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖3所示，其中L1為共模扼流圈，L2為差模獨立電感，C1為差模電容，C2為共模電容。根據(jù)共模電感的特性可知，共模電感對差模干擾電流的抑制作用主要是由其漏電感造成的[9]，所以可將單級濾波器進行拆分化簡，再由電感和電容的串、并聯(lián)特性得到如圖4所示的共模和差模等效結(jié)構(gòu)。

圖4中LSI為共模電感的漏電感。一般情況下，共模電感L1遠大于差模電感L2，差模電容C1遠大于共模電容C2，故可將電路進一步簡化為圖5所示的結(jié)構(gòu)，等效成最簡單的LC低通濾波器模型[10]。其中 ，LCM=L1+L2/2≈L1，CCM=2C2，LDM=2L2+LSI，CDM=C1//0.5C2≈C1。LC電路的截止頻率與諧振頻率近似相等[11]，所以可分別得到共模濾波器和差模濾波器截止頻率的近似表達式，即

由式（1）得共模電感L1和差模電容C1分別為

根據(jù)上述分析可以得到共模和差模濾波器的參數(shù)設計依據(jù)，通過合理確立各自截止頻率的值則可快速地進行參數(shù)設計。

2 噪聲源阻抗分析和估測

2.1 噪聲源阻抗的影響

濾波器對傳導電磁干擾的抑制能力由插入損耗IL（insertion loss）來衡量，其定義為其中，P1表示未接EMI濾波器時從噪聲源傳輸?shù)截撦d的功率，P2表示接入濾波器后從噪聲源傳輸?shù)截撦d的功率。忽略漏感的影響，共模電感只對共模干擾起作用，差模電容只對差模干擾起作用。在進行等效建模時，為了確立噪聲源阻抗與某對應量之間的關(guān)系，在只考慮共模電感和差模電容的影響下分別進行建模，如圖6所示。

根據(jù)圖6可以推出安裝濾波器前后，從噪聲源傳輸?shù)絃ISN端的共模噪聲電壓VCM1、VCM2和差模噪聲電壓VDM1、VDM2的表達式分別為

進而可以得到共模和差模濾波器插入損耗的簡化表達式，即

式中：IsCM和IsDM分別為共模和差模噪聲源等效電流；ZsCM和ZsDM分別為相應的等效源阻抗；RloadCM和RloadDM分別為LISN的共模和差模等效阻抗。

2.2 噪聲源阻抗的估測

根據(jù)第2.1節(jié)的分析，利用1個等效阻抗值已知的線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡LISN（linear impedance stabilization network）進行簡單的測試實驗，來求出噪聲源阻抗在某些特定頻率處的阻抗值，從而可以得到其大致的變化曲線。分別在待測設備后接入?yún)?shù)值已知的共模電感和差模電容，算出在某些特定頻率點的衰減值，根據(jù)式（5）可以得到和，最后根據(jù)式（6）和式（7）計算出噪聲源在任意頻率處的阻抗值。本文分別選取100 μH的共模電感和1 μF的差模電容作為測試電感和電容，采用LISN等效阻抗值為50 Ω，衡量標準為GB4343-MainTerm，對單相逆變器進行測試，所得數(shù)據(jù)如表1所示。

根據(jù)計算出的阻抗數(shù)據(jù)繪制圖7所示噪聲源阻抗變化近似曲線，阻抗測量頻率的取值范圍是150～5 000 kHz?？紤]到電感、電容等的高頻特性，取5 000 kHz以內(nèi)的頻率點比較可靠。阻抗源是濾波器參數(shù)設計的重要考慮因素之一，根據(jù)式（6）和式（7）可知，對于共模濾波電感，在某一頻率處其等效阻抗較之共模噪聲源阻抗越大，濾波效果越好；而對于差模濾波電容，其阻抗較之差模噪聲源阻抗越小，濾波效果越好。

表1 噪聲源阻抗測試數(shù)據(jù)Tab.1 Noise source impedance measurement data

3 濾波器參數(shù)設計

進行濾波器的有效設計需要確定合理的濾波截止頻率。本文先計算出選取的超標頻率點所需的共模和差模截止頻率值，然后取其各自最小值作為共模濾波器和差模濾波器截止頻率的設計目標。某一頻率點所需的截止頻率可表示為

式中：f*為需要衰減的頻率值；Ar為此頻率點所需的衰減值；為所需的截止頻率[12]。

通過EMI測試設備獲取共模和差模Ar，即

式中：Ah為所測頻率點的噪聲幅值；Limit為標準限制值；6 dBμV為安全裕度[13]。

電磁干擾測量值如圖8所示。根據(jù)式（8）計算出針對每個頻率點所需要的截止頻率值，計算結(jié)果如表2所示。設計時，分別選取和作為共模濾波器和差模濾波器的截止頻率，可以保證所設計的截止頻率滿足整個頻段的要求。通過對噪聲源阻抗對濾波器效果的影響分析可知，當共模電感等效阻抗遠大于共模噪聲源阻抗、差模電感等效阻抗小于差模噪聲源阻抗時，濾波效果最佳[14]。 由表 1 可知，ZsCMmax=299.1 Ω，ZsDMmin=26.7 Ω，考慮到體積和成本，分別選取 5ZsCMmax≈1 500 Ω，ZsDMmin≈14 Ω作為共模電感和差模電容在截止頻率處的等效阻抗，得到共模電感LCM=3.6 mH，差模電容 CDM=0.39 μF。

考慮到電感和電容寄生參數(shù)在高頻段的影響，選取的共模器件都是自諧振頻率較高的錳鋅高磁導率鐵氧體材料，差模器件的自諧振頻率稍低[15]。共模電感漏感的影響可表示為

表2 所需截止頻率計算值Tab.2 Calculated values of required cut-off frequency

表3 參數(shù)設計Tab.3 Parameter design

4 仿真和實驗

根據(jù)第3節(jié)濾波器的參數(shù)設計，對單相并網(wǎng)逆變器的傳導電磁干擾進行仿真分析，并通過實驗來驗證EMI濾波器參數(shù)設計的合理性。系統(tǒng)參數(shù)為：電網(wǎng)電壓有效值Vg=220 V/50 Hz，直流電源電壓Vdc=420 V，開關(guān)頻率fs=15 kHz，單相并網(wǎng)逆變器有功功率額定值Pn=2 kW。理想情況下共模、差模濾波器的插入損耗如圖9所示，從插損曲線整體上看，效果較好。在仿真環(huán)境下，通過搭建與EMI接收機匹配的LISN將EMI噪聲電壓導出，然后對噪聲電壓數(shù)據(jù)作傅里葉變換分析[17]，如圖10所示。

濾波前、后導出的噪聲電壓如圖11所示，濾波后噪聲電壓有了很大程度的衰減。傅里葉變換后得到噪聲電壓的頻譜如圖12所示，從仿真濾波效果上看，干擾電壓在整個頻段的衰減趨勢與插入損耗基本匹配。由于仿真中沒有考慮濾波電感和電容的分布參數(shù)在高頻段造成的影響，所以高頻段的衰減趨勢會有一定差別。

最后在單相逆變器實驗平臺上進行實驗分析，系統(tǒng)參數(shù)與仿真一致。設計的單級濾波器實物如圖13所示，整個系統(tǒng)的測試結(jié)構(gòu)如圖14所示。

在同一環(huán)境條件下分別對接入濾波器前、后系統(tǒng)的傳導EMI進行了測試，測試環(huán)境的底噪如圖15（a）所示，基本符合要求，測量標準是針對電力電子設備的電磁干擾標準GB4343-MainTerm,對濾波器的濾波效果測試如圖15（b）～（d）所示。由圖15（c）和（d）間的對比可知，傳統(tǒng)截止頻率法設計的濾波器雖然對EMI有很大程度的抑制作用，但是在某些頻率點處的抑制效果不佳，達不到要求，還需要進一步對電感和電容的參數(shù)做測試整改。而經(jīng)過考慮噪聲源阻抗的截止頻率法設計的濾波器濾波后，0.15～1 MHz頻段內(nèi)噪聲幅值衰減了約 30 dB；1～10 MHz頻段內(nèi)噪聲幅值衰減了約45 dB；10 MHz以上高頻段噪聲幅值衰減了約20 dB。整個測試頻段上的EMI噪聲平均值得到了33.1 dB的衰減，比較接近預期的效果，且EMI的幅值都降到了限制值以下，并保留了6 dB以上的裕度。實驗表明，通過此方法設計的濾波器對單相逆變器中的傳導電磁干擾產(chǎn)生了很好的抑制效果，可以在提高工程設計效率的同時保證有效性。

5 結(jié)語

本文對EMI單級濾波器做了等效分解建模，分別對共模與差模噪聲源阻抗對濾波器濾波效果的影響進行了詳細分析，推導出噪聲源阻抗與濾波效果之間的數(shù)學關(guān)系。通過實驗測得共模和差摸噪聲源阻抗的變化范圍，根據(jù)單相逆變器的噪聲衰減需求量和噪聲源阻抗測試值對EMI濾波器參數(shù)進行了設計。最后在仿真和實驗中對基于噪聲源阻抗的EMI濾波器的設計方法進行了驗證，結(jié)果表明，根據(jù)此方法設計的濾波器對逆變器系統(tǒng)的傳導電磁干擾起到了非常有效的抑制作用。與工程應用上傳統(tǒng)的EMI濾波器設計相比，這種方法可以加快EMI濾波器的設計進度，同時保證整個測試頻段的有效性，據(jù)有很強的應用價值。