新型集成式DRV8301驅(qū)動(dòng)BLDCM的控制器設(shè)計(jì)

邵文權(quán)，趙肖雄，呂 濤，程 遠(yuǎn)

（西安工程大學(xué)電子信息學(xué)院，西安 710048）

無刷直流電機(jī) BLDCM（brushless DC motor）以良好的調(diào)速性能和較大的啟動(dòng)轉(zhuǎn)矩等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于航空航天、數(shù)控機(jī)床等領(lǐng)域[1-3]。隨著電力電子技術(shù)、新型高性能磁性材料以及自動(dòng)化技術(shù)的快速發(fā)展，對(duì)于無刷直流電機(jī)性能和控制精度的要求也日益提高[4-5]。因此，研究BLDCM控制器的控制算法以及設(shè)計(jì)高精度、高性能的BLDCM控制器具有重要的實(shí)用意義。

傳統(tǒng)的BLDCM控制系統(tǒng)通常采用多路、獨(dú)立式驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路來控制電機(jī)，電路設(shè)計(jì)復(fù)雜、穩(wěn)定性差、效率較低。為進(jìn)一步提高BLDCM控制系統(tǒng)的快速性、穩(wěn)定性和魯棒性，本設(shè)計(jì)采用浮點(diǎn)型TMS320F28035作為主控芯片，采用集成式DRV83 01作為驅(qū)動(dòng)芯片，應(yīng)用增量式PID算法完成BLDCM的速度閉環(huán)調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)了BLDCM控制器對(duì)電機(jī)的精確控制。

1 PID控制算法簡介

本文在BLDCM控制器軟件中引入增量式PID控制策略作為該系統(tǒng)控制算法的基礎(chǔ)，結(jié)合傳統(tǒng)無刷電機(jī)的數(shù)學(xué)模型[6-7]完成該控制系統(tǒng)軟件和硬件的總體設(shè)計(jì)。

增量式PID算法表達(dá)式[8]為

式中：k、k-1、k-2 為采樣次數(shù)；e（k）為第 k 次采樣輸出偏差值；Δu（k）為輸出控制量的增量；KP、TI、TD和T分別為比例系數(shù)、積分時(shí)間、微分時(shí)間和采樣周期。軟件控制程序中PID參數(shù)為KP=7.5、TI=0.3 s、TD=0.000 2 s、T=0.001 s。

2 硬件設(shè)計(jì)

2.1 BLDCM控制系統(tǒng)硬件總體結(jié)構(gòu)框圖

BLDCM控制系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，主要包括主控單元電路、驅(qū)動(dòng)單元電路、三相逆變電路和轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路。其中主控單元電路包括TMS320F28035及外圍電路、保護(hù)電路；驅(qū)動(dòng)單元電路包括DRV8301及外圍電路、多組獨(dú)立供電電源；三相逆變電路包括電壓、電流采樣電路[9]和橋式逆變電路；轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路包括霍爾傳感器電路、隔離濾波電路。

圖1 BLDCM控制系統(tǒng)硬件框圖Fig.1 Block diagram of hardware in BLDCM control system

2.2 主控單元電路設(shè)計(jì)

BLDCM控制器的主控單元電路及其外圍電路如圖2所示。主控單元電路采用TI公司C2000系列32位CPU、內(nèi)核頻率高達(dá)60 MHz的數(shù)字信號(hào)處理器TMS320 F28035芯片為核心，內(nèi)部嵌有高級(jí)定時(shí)器、AD模塊和豐富的增強(qiáng)型外設(shè)端口，包括增強(qiáng)型脈寬調(diào)試器（EPWM）、增強(qiáng)型捕捉（CAP）、增強(qiáng)型正交編碼器（EQEP）等；且其擁有的可編程浮點(diǎn)算術(shù)加速器獨(dú)立于主CPU之外的代碼執(zhí)行，極大地提高了數(shù)字信號(hào)響應(yīng)和處理速度，增強(qiáng)了BLDCM控制器對(duì)電機(jī)的實(shí)時(shí)調(diào)控性能。

圖2 TMS320F28035及其外圍電路Fig.2 TMS320F28035 and its peripheral circuit

2.3 驅(qū)動(dòng)單元電路設(shè)計(jì)

BLDCM控制器的驅(qū)動(dòng)單元電路及其外圍電路如圖3所示。本設(shè)計(jì)采用具有欠壓、過壓及過溫保護(hù)的DRV8301驅(qū)動(dòng)電路，內(nèi)部經(jīng)邏輯電路轉(zhuǎn)換可輸出控制三相逆變電路的3路高壓側(cè)和3路低壓側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，相比于傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)復(fù)雜、驅(qū)動(dòng)延時(shí)、抗干擾能力弱的驅(qū)動(dòng)電路，DRV8301具有響應(yīng)更迅速、效率更高、穩(wěn)定性更強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)；且其擁有的TPS54160降壓轉(zhuǎn)換器可提供給DSP或其他外圍電路5 V輸出，節(jié)約多路輔助觸發(fā)電源，提高了控制器的供電可靠性；DRV8301將來自DSP的6路信號(hào)隔離放大，輸出6路具有驅(qū)動(dòng)能力的信號(hào)，使其分別控制逆變電路中的6個(gè)IRF1010型功率管的導(dǎo)通或關(guān)斷[10]，從而達(dá)到控制電機(jī)的目的。

2.4 三相橋式逆變電路設(shè)計(jì)

三相橋式逆變電路如圖4所示。以U相為例來說明功率管工作原理，當(dāng)H1=0且L1=1時(shí)，VT1導(dǎo)通，VT4關(guān)閉；當(dāng)H1=1且L1=0時(shí)，VT1關(guān)閉，VT4導(dǎo)通；當(dāng)H1=1且L1=1時(shí)，VT1、VT4均關(guān)閉；其他兩相情況與此類同。

本設(shè)計(jì)通過檢測(cè)高精度采樣電阻R26和R23實(shí)現(xiàn)對(duì)電流信號(hào)的采集，經(jīng)驅(qū)動(dòng)芯片的高性能電流分流放大器放大后輸入DSP的ADCINB0、ADCINB1端口和DRV8301的FAULT引腳，經(jīng)過ADC轉(zhuǎn)化后得到電流信息。當(dāng)過流關(guān)斷信號(hào)輸入FAULT引腳端口電壓達(dá)到驅(qū)動(dòng)三極管A5SHB導(dǎo)通時(shí)，DRV8301關(guān)斷所有邏輯輸出，通過DSP的外部中斷口INT0觸發(fā)過流中斷保護(hù)。在電機(jī)繞組回路接入電壓檢測(cè)電路以便實(shí)時(shí)獲取電壓，當(dāng)VA、VB、VC端電壓超過SPI命令編程所設(shè)定的電壓閾值3.3 V時(shí)，DSP啟動(dòng)過壓保護(hù)動(dòng)作。

圖3 DRV8301及外圍電路Fig.3 DRV8301 and peripheral circuit

圖4 三相橋式逆變電路Fig.4 Three-phase bridge inverter circuit

2.5 轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路如圖5所示。3個(gè)空間相差120°角度分布的高精度霍爾傳感器圍繞在BLDCM周圍，輸出相位互差120°電角度且脈寬為180°電角度的方波信號(hào)，輸出的轉(zhuǎn)子位置信號(hào)經(jīng)數(shù)字隔離器ISO7230后輸入DSP的增強(qiáng)型捕捉CAP口[11]，通過實(shí)時(shí)檢測(cè)中斷信息來獲取轉(zhuǎn)子位置信號(hào)和換相時(shí)刻，輸出經(jīng)PID調(diào)節(jié)的轉(zhuǎn)速信號(hào)到驅(qū)動(dòng)單元，完成轉(zhuǎn)子位置的檢測(cè)和轉(zhuǎn)速的計(jì)算。

圖5 霍爾信號(hào)接口電路Fig.5 Hall signal interface circuit

3 軟件設(shè)計(jì)

圖6 主程序流程Fig.6 Flow chart of main program

DSP主程序流程如圖6所示。本設(shè)計(jì)采用轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小的單極性PWM控制方式實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)的速度調(diào)節(jié)[12]，軟件設(shè)計(jì)主要包括主程序、CAP捕獲中斷程序、PWM中斷程序和A/D采集程序等。主程序主要完成系統(tǒng)寄存器的初始化、參數(shù)設(shè)定、故障處理以及數(shù)據(jù)通訊等功能。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

BLCDM控制器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖7所示。無刷直流電機(jī)具體參數(shù)為：額定電壓UN=24 V，額定功率PN=100 W，額定轉(zhuǎn)速nN=3 000 r/min，額定轉(zhuǎn)矩T=0.5 N·m，相數(shù)為 3，極對(duì)數(shù) P=2。

無刷直流電機(jī)逆時(shí)針運(yùn)行時(shí)DSP輸出的6路PWM信號(hào)波形如圖8所示。根據(jù)IRF1010型功率管的工作特性，通過DTC引腳編程300 ns的死區(qū)時(shí)間可避免同相上下橋臂直通時(shí)產(chǎn)生的大電流對(duì)驅(qū)動(dòng)芯片和功率管造成的損壞。利用RPL2316邏輯探頭得到DSP輸出6路PWM信號(hào)的邏輯時(shí)序圖。高電平為1，低電平為0。由圖8可以看出，PWM1、PWM3、PWM5的波形依次為高電平狀態(tài)，良好的控制精度確?？刂破鬏敵龅腜WM4、PWM6、PWM2波形依次處于相應(yīng)的互補(bǔ)狀態(tài)[13]，從而使無刷直流電機(jī)精確高效地?fù)Q相運(yùn)行。

圖7 BLDCM控制器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.7 Experimental platform of BLDCM controller

圖8 PWM信號(hào)波形Fig.8 Waveforms of PWM signals

BLDCM控制器正常運(yùn)行時(shí)的換相波形如圖9所示。在VT5和VT6的波形均處于高電平時(shí)，導(dǎo)通相為W→V，其他功率管截止；在VT5和VT4的波形均處于高電平時(shí)，導(dǎo)通相為W→U，其他功率管截止；其他換相區(qū)的分析與此類同，不再贅述。實(shí)驗(yàn)結(jié)果符合兩兩導(dǎo)通三相六狀態(tài)的理論分析[14-15]，功率管快速精確的導(dǎo)通體現(xiàn)了控制器較高的控制精度和良好的動(dòng)態(tài)性能。

霍爾信號(hào)波形如圖10所示。在一個(gè)周期T=9.04 ms內(nèi)包括1個(gè)上升沿和下降沿，所以相位依次互差120°電角度的3路霍爾信號(hào)對(duì)應(yīng)6個(gè)位置信號(hào)（100-110-010-011-001-101），這 6 種狀態(tài)分別持續(xù)60°電角度，實(shí)驗(yàn)結(jié)果符合霍爾傳感器的變化規(guī)律[16]。

圖9 W、VT6、VT5、VT4 觸發(fā)信號(hào)波形Fig.9 Waveforms of trigger signals in phases W,VT6,VT5,and VT4

圖10 霍爾信號(hào)波形Fig.10 Waveform of Hall signals

三相繞組首端對(duì)母線負(fù)極電壓波形如圖11所示。在電機(jī)旋轉(zhuǎn)360°過程中，U、V、W三相輸出依次互差120°電角度的信號(hào)驅(qū)動(dòng)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)，保證了電機(jī)可以快速、穩(wěn)定、高效地工作。系統(tǒng)在換相期間和兩兩導(dǎo)通期間均會(huì)發(fā)生微小的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)[17]，主要是由電流換相造成的。

電機(jī)繞組W相電壓和C相電阻R34所在支路電流波形如圖12所示。按照兩兩導(dǎo)通三相六狀態(tài)的工作原理，在繞組W相導(dǎo)通期間，U、V相下橋臂導(dǎo)通，W相下橋臂關(guān)斷。但由于電容C36的充放電過程，所以W相下橋臂所在支路的電流不會(huì)立刻突變?yōu)?，而是漸變?yōu)?。該系統(tǒng)從0加速至恒速過程中，電壓和電流波形變化平緩，電機(jī)運(yùn)行穩(wěn)定，體現(xiàn)了該控制器對(duì)無刷直流電機(jī)良好的動(dòng)態(tài)控制性能。

圖11 U、V、W相輸出電壓波形Fig.11 Waveform of output voltage in phases U,V and W

圖12 W相電壓和ic輸出波形Fig.12 Waveform of output of W-phase voltage and current ic

5 結(jié)語

本文以增量式PID控制算法為核心，設(shè)計(jì)了一種采用DSP處理器的集成式BLDCM控制器。該控制器充分利用DSP的高速運(yùn)算能力，采用集成式驅(qū)動(dòng)電路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的多路、獨(dú)立式驅(qū)動(dòng)電路，簡化了硬件電路設(shè)計(jì)并提高了控制器的可靠性。試驗(yàn)結(jié)果表明所設(shè)計(jì)的BLDCM控制器運(yùn)行穩(wěn)定可靠、控制精度較高，具有良好的動(dòng)態(tài)性能，充分顯示了所設(shè)計(jì)方案的有效性和可行性。