適用于LTE網(wǎng)絡(luò)的干擾譜估計(jì)方法

律會(huì)麗，侯永宏，劉偉男，汪 清

（天津大學(xué)電子信息工程學(xué)院，天津 300072）

與3G技術(shù)相比，長期演進(jìn)系統(tǒng)（long term evolution，LTE）具有更高的峰值數(shù)據(jù)速率、更低的延遲、更高的頻譜效率和系統(tǒng)容量，是后3G/4G時(shí)代的主流移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn).由于頻譜資源緊張，LTE系統(tǒng)可能受到各種各樣的干擾，包括運(yùn)行頻段內(nèi)的非法用戶、有線電視信號(hào)的泄露以及頻譜資源規(guī)劃不合理導(dǎo)致的系統(tǒng)間干擾（如美國的高級(jí)電視系統(tǒng)委員會(huì)（ATSC）和LTE-FDD（頻分雙工）有部分頻段重合）等.因此準(zhǔn)確地測量或估計(jì)干擾信號(hào)的頻譜是網(wǎng)絡(luò)維護(hù)的重要內(nèi)容，也是現(xiàn)代網(wǎng)絡(luò)維護(hù)相關(guān)儀器設(shè)備不可或缺的功能之一.傳統(tǒng)的干擾信號(hào)測量方法往往認(rèn)為接收信號(hào)的噪聲和干擾是帶內(nèi)平坦的，例如文獻(xiàn)[1-3]，只是簡單估計(jì)系統(tǒng)信干比（SINR），而沒有分析干擾信號(hào)頻譜特性.對(duì)于網(wǎng)絡(luò)維護(hù)和優(yōu)化應(yīng)用而言，顯然是不夠的.參考文獻(xiàn)[4-6]考慮到了上述問題，并提出了估計(jì)正交頻分多工（OFDM）系統(tǒng)每個(gè)子載波干擾信號(hào)功率的算法.參考文獻(xiàn)[4]介紹了一種基于最小均方誤差的二階濾波法估計(jì)OFDM系統(tǒng)的噪聲干擾譜，但是需要獲得干擾信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性和最佳濾波因子，方法非常復(fù)雜，不利于工程實(shí)現(xiàn).文獻(xiàn)[5]提出了一種期望最大化以及直接判決算法估計(jì)信號(hào)每載波噪聲干擾功率，其缺點(diǎn)是需要對(duì)大量數(shù)據(jù)進(jìn)行處理才能得到較為精確的結(jié)果.文獻(xiàn)[6]提出一種干擾譜估計(jì)和信號(hào)譯碼相結(jié)合的方案，結(jié)果十分精確，然而該方案需要改變現(xiàn)有的調(diào)制編碼方案.LTE系統(tǒng)是公用移動(dòng)通信系統(tǒng)，多個(gè)用戶共享寬帶頻譜資源，系統(tǒng)根據(jù)需要?jiǎng)討B(tài)分配不同的時(shí)頻資源塊給不同的用戶.由于每個(gè)用戶鏈路的信道質(zhì)量不同，不同的資源塊采用的調(diào)制編碼方案不同；此外不同用戶設(shè)備配置的天線數(shù)量不同，采用多天線傳輸時(shí)存在的天線間干擾使干擾功率譜估計(jì)問題變得更加復(fù)雜.由于系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)考慮了用戶的信息安全等因素，每個(gè)用戶上述信息不容易被測試設(shè)備快速獲取，因此現(xiàn)有的干擾譜估計(jì)方法并不適合LTE系統(tǒng).本文提出了一種針對(duì)LTE系統(tǒng)的干擾譜估計(jì)方法，充分利用LTE下行鏈路信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)特性，可以顯著提高干擾譜估計(jì)的精度，為LTE系統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化及維護(hù)儀器的設(shè)計(jì)提供參考.

1 系統(tǒng)模型

1.1 LTE幀結(jié)構(gòu)

LTE系統(tǒng)定義了無線幀來進(jìn)行信號(hào)的傳輸，無線幀的長度為10 ms.LTE支持2種幀結(jié)構(gòu)：類型1和類型2，分別對(duì)應(yīng)FDD和TDD（時(shí)分雙工）雙工方式[7].每個(gè)10 ms的無線幀分為10個(gè)長度為1 ms的子幀，每個(gè)子幀由兩個(gè)長度為0.5 ms的時(shí)隙組成.

LTE系統(tǒng)采用OFDM的接入方式，一個(gè)無線幀的每個(gè)時(shí)隙又由N1個(gè)OFDM符號(hào)組成，每個(gè)OFDM符號(hào)包含N2個(gè)相互正交的子載波，每個(gè)時(shí)隙的資源網(wǎng)格如圖1所示.其中資源單元（resource element，RE）是LTE幀結(jié)構(gòu)的最小單元，表示某個(gè)OFDM符號(hào)某子載波上的信號(hào).

圖1 下行鏈路資源格Fig.1 Downlink resource grid

LTE下行物理信道包括下行同步信道（PSS，SSS）、下行參考信道（CRS）、物理廣播信道（PBCH）、物理下行共享信道（PDSCH）、物理控制格式指示信道（PCFICH）、物理下行控制信道（PDCCH）和物理HARQ指示信道（PHICH）.各信道通過時(shí)分復(fù)用/頻分復(fù)用的方式共享時(shí)頻資源.其中同步信道和PBCH信道僅占用載波中心附近1.08 MHz帶寬，CRS、PCFICH和PHICH被離散地映射到不同頻率，僅占用少量子載波；PDSCH承載所有的用戶信息，系統(tǒng)根據(jù)需要?jiǎng)討B(tài)分配不同的時(shí)頻資源塊給不同的用戶，每個(gè)用戶鏈路的信道質(zhì)量不同，分配給它的PDSCH資源塊采用的調(diào)制編碼方案不同、每個(gè)用戶設(shè)備配置的天線數(shù)不一樣，基站信號(hào)所采用的MIMO（多輸入多輸出）方案也不相同.由于系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)考慮了用戶的信息安全等因素，上述信息不容易被測試設(shè)備獲取，所以這些信道都不適合用于LTE的干擾譜檢測.因此，本文在分析LTE無線幀結(jié)構(gòu)之后，提出了基于PDCCH的干擾譜分析方法.

PDCCH占用整個(gè)帶寬，調(diào)制編碼方案固定，每個(gè)子幀固定位置出現(xiàn).多天線發(fā)送時(shí)固定采用發(fā)射分集，采用單天線接收的測試儀器可以解調(diào)，因此本文選用PDCCH信道進(jìn)行LTE系統(tǒng)干擾噪聲譜估計(jì).

1.2 OFDM模型

LTE采用OFDM接入方式，首先將正交幅度調(diào)制（QAM）或四進(jìn)制相移鍵控（QPSK）調(diào)制的輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為長度為N3的并行子數(shù)據(jù)流，然后經(jīng)傅里葉逆變換調(diào)制到每個(gè)子信道上進(jìn)行傳輸.該過程可以表示為

式中：S（n，k）為第n個(gè)OFDM符號(hào)第k個(gè)子載波上的輸入信號(hào)；N3為子載波數(shù).信號(hào)X再經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換、加入循環(huán)前綴以及數(shù)模轉(zhuǎn)換等過程發(fā)送出去.

在接收端，經(jīng)過無線信道的發(fā)送信號(hào)連同噪聲和干擾被接收機(jī)接收.經(jīng)過信號(hào)同步、去循環(huán)前綴、離散傅里葉變換（DFT）以及串并轉(zhuǎn)換后，接收信號(hào)被送入信道估計(jì)器估計(jì)信道響應(yīng)，此時(shí)第n個(gè)符號(hào)的第k個(gè)子載波上的接收信號(hào)可以表示為

式中：S（n，k）為發(fā)送信號(hào)；H（n，k）為頻域信道響應(yīng)（CFR）；I（n，k）為干擾信號(hào)；W（n，k）為高斯白噪聲；N（n，k）為第n個(gè)OFDM符號(hào)第k個(gè)子載波遭受的干擾噪聲總和.

2 噪聲干擾譜估計(jì)方法

2.1 單天線模式

單天線模式下，LTE無線信號(hào)經(jīng)過多徑信道，引入干擾信號(hào)和高斯白噪聲，并被接收端接收.在接收端，接收信號(hào)經(jīng)過同步、PBCH解調(diào)譯碼、PHICH及PCFICH解調(diào)譯碼，可以確定每個(gè)子幀中PDCCH占用的子載波.然后，完成PDCCH信號(hào)的接收.

完成所有子幀的PDCCH信號(hào)接收以后，開始估計(jì)PDCCH信號(hào)的干擾譜.最常見的干擾譜估計(jì)方案就是檢測頻域接收信號(hào)和發(fā)射信號(hào)之間的差別，可以表示為

式中：N4為觀測時(shí)間內(nèi)PDCCH占用的符號(hào)數(shù).

傳統(tǒng)噪聲干擾估計(jì)算法直接按照公式（3）計(jì)算干擾信號(hào)，顯然，干擾譜估計(jì)會(huì)受到信道響應(yīng)精度的影響.LTE系統(tǒng)的信道估計(jì)是利用時(shí)域頻域離散的小區(qū)專屬參考信號(hào)的插值估計(jì)完成的，對(duì)于存在干擾的多徑信道，這種估計(jì)是不精確的.

為了提高干擾譜估計(jì)的精確性，本文提出了一種聯(lián)合譯碼結(jié)果的迭代信道估計(jì)算法，如圖2所示.

圖2 單天線接收端模型Fig.2 Proposed receiver model of single antenna

根據(jù)解調(diào)譯碼得到的PDCCH接收比特，按照PDCCH發(fā)送端物理層過程，逆映射為調(diào)制的PDCCH信號(hào)S^（n，k）.將該信號(hào)作為參考信號(hào)再次進(jìn)行信道估計(jì)，得到信道響應(yīng)H^（n，k），然后根據(jù)公式（3）和（4）估計(jì)干擾譜，顯然此次得到的信道響應(yīng)要比第一次估計(jì)結(jié)果精確.該算法具體步驟如下：

（1）完成PDCCH接收，利用參考信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)并均衡；

（2）將均衡后的PDCCH數(shù)據(jù)，根據(jù)PDCCH接收方法進(jìn)行解調(diào)譯碼，得到譯碼比特；

（3）根據(jù)LTE系統(tǒng)PDCCH物理過程將譯碼比特進(jìn)行編碼調(diào)制、RE映射，得到PDCCH再生信號(hào)S^（n，k）；

（5）在觀測時(shí)間內(nèi)（這里暫定為10 ms，即一幀），根據(jù)公式（3）和（4）計(jì)算PDCCH每個(gè)子載波的相對(duì)干擾功率，從而繪制LTE系統(tǒng)干擾譜.

與傳統(tǒng)的利用參考信號(hào)進(jìn)行一次估計(jì)的方法相比，本文提出的信道響應(yīng)估計(jì)方案利用PDCCH譯碼結(jié)果進(jìn)行再次估計(jì)，信道響應(yīng)估計(jì)精度比較高,并且干擾譜估計(jì)性能不再依賴于第一次信道估計(jì)方法和插值方式的選擇，因此在PDCCH信號(hào)能夠正確解調(diào)譯碼的情況下，可以選擇簡單的最小二乘（LS）信道估計(jì)和線性插值方案.第二次信道估計(jì)，本文采用的是簡單的LS估計(jì)和基于DFT變換的時(shí)域降噪法相結(jié)合的方案[8-9].

2.2 兩天線模式

LTE系統(tǒng)為控制信道和數(shù)據(jù)信道分別配置了不同的MIMO方案，PDCCH信道為發(fā)射分集方案.以兩天線為例：使用的是空頻分組碼（space-frequency block codes，SFBC）發(fā)射分集方案.每對(duì)相鄰子載波上來自兩個(gè)eNode B天線端口的發(fā)射符號(hào)可以定義為[10]

式中：y(p)（k）為天線端口p上第k個(gè)子載波發(fā)送的信號(hào).

在接收端，接收信號(hào)R表示為

式中：S（n，k）為天線端口0的發(fā)射信號(hào)，即S（n，k）= y(0)（k）；H0、H1分別為天線0和天線1的信道響應(yīng).將（6）式簡單變換后，即可得到信道均衡后數(shù)據(jù)S^為

雙天線模式接收端流程與單天線類似，不同的僅是信道估計(jì)、均衡以及噪聲干擾的估計(jì)方法.具體流程為：

（1）完成PDCCH接收.

（2）信道估計(jì)及均衡.LTE不同天線端口的參考信號(hào)圖樣不同，且分配給某個(gè)天線參考信號(hào)的資源單元不能被其他天線的任何數(shù)據(jù)占用，因此可以根據(jù)接收信號(hào)和天線1、天線2的參考信號(hào)分別估計(jì)H0和H1，方法與單天線相同.將接收PDCCH信號(hào)除參考信號(hào)外的相鄰兩個(gè)子載波為一組進(jìn)行分組，根據(jù)公式（7）即可求得均衡后數(shù)據(jù).

（3）PDCCH解調(diào)譯碼，得到接收比特，再按照PDCCH物理過程映射到RE上，得到PDCCH發(fā)射數(shù)據(jù)估計(jì)值（n，k），根據(jù)公式（6）得到每載波噪聲干擾信號(hào)如下：

（4）在觀測時(shí)間內(nèi)（這里暫定為10 ms，即一幀），根據(jù)公式（3）和（4）計(jì)算PDCCH每個(gè)子載波的相對(duì)干擾功率，從而繪制兩天線的噪聲干擾譜.

3 仿真結(jié)果

計(jì)算機(jī)仿真采用3GPP 36.141協(xié)議規(guī)定的擴(kuò)展車載（extended vehicular A model，EVA）多徑衰落信道模型[11]，最大多普勒頻移fD=70 Hz，信道參數(shù)如表1所示，仿真參數(shù)如表2所示.

表1 EVA信道模型參數(shù)Tab.1 Parameters of EVA model

為了驗(yàn)證本文提出的干擾噪聲譜算法特性，本文分析了不同信干噪比（SINR）以及干擾噪聲功率比（INR）情況下的系統(tǒng)性能，其中INR定義如下：

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

另外，本文引入歸一化均方誤差（NMSE）來表示估計(jì)算法性能，定義為：

圖3所示為多徑信道下的噪聲干擾譜估計(jì)值與實(shí)際值，這里原方法是指利用參考信號(hào)進(jìn)行的一次信道估計(jì)方案（基于DFT變換的時(shí)域降噪法）.

圖3 噪聲干擾譜估計(jì)結(jié)果比較Fig.3 Comparisonoftrueandestimatedinterferencespectrum

由圖3可以看出，單天線模式下本文提出的方案相比傳統(tǒng)方法精度更高，而本文提出的雙天線噪聲干擾譜估計(jì)方法可以精確估計(jì)接收信號(hào)遭受的噪聲和干擾.

為了分析噪聲對(duì)算法性能的影響，固定SINR= 3 dB，分析不同INR情況下估計(jì)結(jié)果的NMSE，仿真結(jié)果如圖4所示.

圖4 不同干擾噪聲比對(duì)算法性能的影響Fig.4 Effect of different interference-to-noise-power ratios on algorithms performance

由圖4可以看出，單天線模式下，與原算法相比，本文算法性能明顯提高.但是當(dāng)INR小于-5 dB時(shí)，高斯白噪聲功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于干擾信號(hào)功率，干擾信號(hào)被淹沒，2種方法的性能均迅速下降，此時(shí)干擾功率已經(jīng)低于噪聲水平，可以忽略.雙天線模式下與單天線類似，當(dāng)INR足夠大時(shí)，能夠得到精確的系統(tǒng)干擾譜，而隨著INR減小，干擾信號(hào)被白噪聲淹沒，此時(shí)干擾功率可以忽略.

圖5所示為INR=10 dB、信干噪比（SINR）不同情況下，噪聲干擾譜估計(jì)算法的性能.

由圖5可知，單天線模式下，當(dāng)SINR大于0 dB時(shí)，本文算法性能明顯優(yōu)于傳統(tǒng)算法.隨著SINR的減小，由于干擾噪聲的影響，信號(hào)出現(xiàn)誤碼，使得二次信道估計(jì)精度下降，當(dāng)SINR小于某個(gè)值時(shí)，由于誤碼率過高，本文算法性能與原算法趨于相同.雙天線情況下，當(dāng)INR=10 dB時(shí)，SINR大于0 dB時(shí)算法性能基本不受SINR的影響.

圖5 SINR對(duì)算法性能的影響Fig.5 Effect of different SINR on algorithms performance

4 結(jié)束語

本文提出了一種適用于LTE網(wǎng)絡(luò)的干擾譜估計(jì)方法，根據(jù)LTE幀結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，提出了利用PDCCH進(jìn)行干擾譜估計(jì)的方案.在基站為單天線發(fā)送時(shí)，為了進(jìn)一步提高估計(jì)精度，本文提出了一種聯(lián)合譯碼結(jié)果進(jìn)行二次信道估計(jì)的方案，將PDCCH譯碼比特經(jīng)過編碼調(diào)制RE映射后作為參考信號(hào)再次進(jìn)行信道估計(jì)，從而提高信道響應(yīng)精度，可以有效提高干擾噪聲譜的估計(jì)性能.本文還仿真分析了基站為兩天線發(fā)送情況下的干擾譜估計(jì)性能.結(jié)果表明，本文方案能夠較準(zhǔn)確地分析LTE信號(hào)中可能存在的同頻干擾.

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