推力矢量控制電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)的雙?？刂蒲芯竣?/h1>
2012-09-26 03:11:42崔業(yè)兵鞠玉濤顧衛(wèi)鋼
固體火箭技術(shù) 2012年5期
崔業(yè)兵，鞠玉濤，鄭 健，顧衛(wèi)鋼
(1.南京理工大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院，南京 210094;2.南京傅立葉電子技術(shù)有限公司，南京 210094)
0 引言
隨著全電化傳動(dòng)系統(tǒng)概念的提出，電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)成為推力矢量控制系統(tǒng)研究的熱點(diǎn)，越來(lái)越多的高性能電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)在小型無(wú)人飛行器和導(dǎo)彈得到應(yīng)用［1－3］。目前，主要采用高速無(wú)刷直流電機(jī)作為伺服機(jī)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電機(jī)，其功率密度大、體積小，能耐受高低溫，但其損耗密度大會(huì)導(dǎo)致電機(jī)的溫升較高［4－5］;另外，推力矢量控制系統(tǒng)大部分時(shí)間工作于真空、高溫、振動(dòng)、高速運(yùn)行環(huán)境下，這種環(huán)境會(huì)帶來(lái)電氣間隙和外絕緣強(qiáng)度降低，以及電暈腐蝕等嚴(yán)重負(fù)面影響，導(dǎo)致霍爾元件這一類位置傳感器安裝在電機(jī)內(nèi)部時(shí)往往無(wú)法正常工作。所以，采用單一的有位置傳感器的控制方式并不能滿足航天器對(duì)伺服機(jī)構(gòu)的基本要求，也不符合控制系統(tǒng)冗余設(shè)計(jì)的要求［6］。因此，在電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)中，很有必要采用無(wú)位置傳感器控制方式。目前，在空調(diào)和紡織機(jī)械行業(yè)開(kāi)始采用無(wú)位置傳感器控制方法，可減少故障率、節(jié)約成本和減小安裝體積。無(wú)位置傳感器無(wú)刷直流電動(dòng)機(jī)的控制方法有反電勢(shì)法、電感法、狀態(tài)觀測(cè)器法、電動(dòng)機(jī)方程計(jì)算法和人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法等，而使用較多的是利用電機(jī)反電勢(shì)過(guò)零點(diǎn)獲取轉(zhuǎn)子位置信息的反電勢(shì)法［7－9］。
本文為搭建的推力矢量控制電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)設(shè)計(jì)了一種基于有無(wú)位置傳感器的雙?？刂破鳌Ｔ谡顟B(tài)下，伺服機(jī)構(gòu)采用有位置傳感器控制模式進(jìn)行工作，一旦位置傳感器不能正常工作或損壞，控制器會(huì)自動(dòng)平滑切換到無(wú)位置傳感器控制模式。在設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，通過(guò)動(dòng)態(tài)階躍響應(yīng)實(shí)驗(yàn)和故障切換實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證電動(dòng)伺服系統(tǒng)雙?？刂破鞯男阅?。
1 電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)雙模控制原理
對(duì)電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)的控制實(shí)質(zhì)上就是對(duì)高速無(wú)刷直流電機(jī)的控制(采用BLDCM作為驅(qū)動(dòng)電機(jī))。其中，BLDCM對(duì)轉(zhuǎn)子位置信號(hào)的獲取主要通過(guò)有位置傳感器和無(wú)位置傳感器兩種途徑。
1.1 有位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取
位置傳感器是BLDCM的關(guān)鍵部件，它將轉(zhuǎn)子位置信息轉(zhuǎn)換成電信號(hào)，用于控制逆變器功率開(kāi)關(guān)的準(zhǔn)確切換，從而使定子各相繞組按一定順序?qū)?，?shí)現(xiàn)換相。普遍使用霍爾傳感器作為位置傳感器?；魻杺鞲衅餍盘?hào)檢測(cè)電路框圖如圖1所示。
由于霍爾傳感器為開(kāi)路輸出，為了獲得正確的信號(hào)，要將經(jīng)過(guò)限流電阻Rb后的信號(hào)用電阻Ra上拉到霍爾傳感器的供電電壓+5 V上去。圖1中的Ha、Hb、Hc分別表示經(jīng)過(guò)處理后得到的最終位置信號(hào)，這3路信號(hào)可直接送入控制芯。
1.2 無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取
反電勢(shì)法的原理:電機(jī)由靜止?fàn)顟B(tài)起動(dòng)后，轉(zhuǎn)子磁鋼所產(chǎn)生的磁通就會(huì)切割定子繞組，進(jìn)而產(chǎn)生反電動(dòng)勢(shì)E。反電動(dòng)勢(shì)E的大小正比于電機(jī)的轉(zhuǎn)速及其氣隙中的磁感應(yīng)強(qiáng)度B。當(dāng)轉(zhuǎn)子磁鋼的極性改變時(shí)，反電動(dòng)勢(shì)波形的正負(fù)方向也隨之改變。因此，只要檢測(cè)出反電動(dòng)勢(shì)波形的過(guò)零點(diǎn)。就可確定轉(zhuǎn)子的準(zhǔn)確位置，并以此來(lái)控制BLDCM。實(shí)際應(yīng)用中，繞組中的反電勢(shì)是難以直接獲得的，需采用其他方法獲取反電勢(shì)信號(hào)，找出過(guò)零點(diǎn)，國(guó)內(nèi)外研究人員在這方面做了大量研究工作，根據(jù)電動(dòng)機(jī)的不同結(jié)構(gòu)，提出了檢測(cè)反電勢(shì)的2種變通方式，習(xí)慣上把它們稱之為“相電壓法”和“端電壓法”［10－11］。最常用的是將端電壓經(jīng)過(guò)低通濾波，然后與由3個(gè)星形連接的對(duì)稱電阻構(gòu)成的虛擬中性點(diǎn)進(jìn)行比較，得到具有移相90°的過(guò)零點(diǎn)信號(hào)，原理電路框圖如圖2所示。
采用兩兩導(dǎo)通星形三相六狀態(tài)方式運(yùn)行的方波永磁無(wú)刷直流電動(dòng)機(jī)作為研究對(duì)象，假設(shè)三相繞組完全對(duì)稱，磁路不飽和，不計(jì)渦流和磁滯損耗，忽略齒槽效應(yīng)，則三相繞組的電壓平衡方程可表示為
式中 u為電樞電壓;i為電樞電流;L為相繞組自感;M為每?jī)上嗬@組間的互感;r為相繞組電阻;e為電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì);P為微分算子，P=d/dt。
設(shè)A相懸空，B相上橋臂導(dǎo)通，C相下橋臂導(dǎo)通，低通濾波電路的通帶增益為1，則可知:
式中 upwm為PWM斬波脈沖信號(hào)電壓，隨著PWM斬波脈沖信號(hào)的開(kāi)通和關(guān)斷而變化。
通過(guò)低通濾波電路后，端電壓中的高頻分量被消除，只有PWM斬波產(chǎn)生的直流分量和反電勢(shì)信息被保留下來(lái)。
經(jīng)過(guò)低通濾波后，由三相對(duì)稱星形電阻網(wǎng)絡(luò)獲得的模擬中性點(diǎn)電壓為
導(dǎo)通的B、C兩相繞組反電勢(shì)大小相等、方向相反，它們之和等于0。
至此，對(duì)反電勢(shì)過(guò)零點(diǎn)的檢測(cè)，已經(jīng)與PWM調(diào)制方式、PWM斬波脈沖信號(hào)的開(kāi)通或關(guān)斷狀態(tài)沒(méi)有關(guān)系，只與反電動(dòng)勢(shì)本身是否過(guò)零有關(guān)。
2 電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)的構(gòu)成
電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3所示。采用TI公司生產(chǎn)的DSP2812作為主控芯片，處理器接收到轉(zhuǎn)子位置信號(hào)，轉(zhuǎn)換成與之相應(yīng)的脈寬調(diào)制的PWM信號(hào)，通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制逆變電路中對(duì)應(yīng)的MOS管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，以實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)運(yùn)行的控制。
該系統(tǒng)主要由轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取電路、電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路、母線電流檢測(cè)電路等構(gòu)成。轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取電路包括霍爾傳感器電路(見(jiàn)圖1)和反電動(dòng)勢(shì)波形過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路(見(jiàn)圖2)2個(gè)模塊。DSP控制器通過(guò)捕獲單元定時(shí)掃描霍爾傳感器和反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零檢測(cè)電路對(duì)應(yīng)的I/O端口，得到方波信號(hào)，從而確定轉(zhuǎn)子的位置。由于霍爾檢測(cè)電路、驅(qū)動(dòng)電路、母線電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)相對(duì)簡(jiǎn)單，不再詳細(xì)敘述。
2.1 無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取電路設(shè)計(jì)
無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路主要由分壓電路和濾波電路組成［12］。濾波電路的作用包括2個(gè)方面:首先，消除或最大程度地削弱端電壓中的PWM斬波脈沖信號(hào)，保證端電壓信號(hào)經(jīng)過(guò)帶通濾波器濾波后，其中的斬波脈沖信號(hào)不會(huì)對(duì)反電勢(shì)信號(hào)的后續(xù)處理產(chǎn)生影響;其次，提取出端電壓信號(hào)中的反電勢(shì)信號(hào)，并在電動(dòng)機(jī)運(yùn)行的范圍內(nèi)，將經(jīng)過(guò)濾波的反電勢(shì)信號(hào)的幅值控制在適當(dāng)范圍內(nèi)，以免損壞器件。由于反電勢(shì)不是真正的正弦波形，經(jīng)濾波電路濾波后，反電勢(shì)波形會(huì)有一定程度的失真，在設(shè)計(jì)濾波電路時(shí)，要盡量減小這種影響［13］。
2.1.1 分壓電路
分壓電阻的選取較簡(jiǎn)單，基本上可遵循2條原則:首先，分壓電路上流通的電流必須在分壓電路電阻的承受范圍之內(nèi);其次，分壓以后端電壓信號(hào)的峰值必須低于比較器的電源電壓。
2.1.2 RC 帶通濾波電路
圖4為RC帶通濾波電路的結(jié)構(gòu)［14］。
設(shè)Vi為電機(jī)某相端電壓，V0為經(jīng)過(guò)分壓、濾波電路后得到的電壓，則圖4中各點(diǎn)電壓和相移的表達(dá)式為
式中 ω=2πf;f為反電動(dòng)勢(shì)的頻率。
由此可得到幅頻特性表達(dá)式:
從式(11)和式(12)可知，隨著通過(guò)濾波器的信號(hào)頻率增高，信號(hào)的增益減小，而移相變大。選擇適當(dāng)?shù)脑?shù)，可使上述電路達(dá)到所要求的技術(shù)指標(biāo)。根據(jù)控制系統(tǒng)的需要，給出包括分壓比例、通帶邊界頻率增益、阻帶邊界頻率增益和通帶截止頻率、移相角度等技術(shù)要求，如式(13)所示。
根據(jù)式(13)的技術(shù)要求，可選擇一組參數(shù)如下:R0=20 kΩ，R1=2 kΩ，R2=10 kΩ，C1=0.47 μF，C2=0.01 μF。
2.1.3 過(guò)零檢測(cè)電路
最終設(shè)計(jì)的無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路如圖5所示，該檢測(cè)電路由分壓、帶通濾波、過(guò)零比較和光電隔離4部分組成。端電壓信號(hào)經(jīng)電阻分壓，再經(jīng)無(wú)源帶通濾波電路濾波后，與模擬中性點(diǎn)電壓比較，獲得反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)。該信號(hào)經(jīng)光耦隔離后，輸入到微處理器的中斷捕捉口，根據(jù)捕捉到的反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)控制電動(dòng)機(jī)換相。
2.3 無(wú)位置傳感器起動(dòng)方式
BLDCM的有位置傳感器控制情況下，電機(jī)的起動(dòng)控制程序較簡(jiǎn)單，只需依據(jù)位置傳感器檢測(cè)到位置信號(hào)，按照確定的換相對(duì)應(yīng)表，用一定的PWM占空比控制導(dǎo)通逆變橋中相應(yīng)相的MOS管，即可實(shí)現(xiàn)電機(jī)的正常起動(dòng)。無(wú)位置傳感器控制情況下的起動(dòng)控制程序則要復(fù)雜得多，由于BLDCM的反電勢(shì)大小與每極磁通量及轉(zhuǎn)速有關(guān)。如保持每極磁通量不變，無(wú)刷直流電動(dòng)機(jī)的反電勢(shì)便和轉(zhuǎn)速成正比;如將轉(zhuǎn)速保持不變，BLDCM的反電勢(shì)將和每極磁通量成正比。當(dāng)處于靜止或低速運(yùn)轉(zhuǎn)狀態(tài)時(shí)，反電勢(shì)為零或很小，無(wú)法準(zhǔn)確檢測(cè)到反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)，也就無(wú)法用“反電勢(shì)法”判斷轉(zhuǎn)子的位置。采用“三段式”起動(dòng)法［15］，該方法結(jié)合預(yù)定位方式和斜坡升速驅(qū)動(dòng)方式，將起動(dòng)過(guò)程劃分為3個(gè)階段，即轉(zhuǎn)子預(yù)定位、外同步加速和外同步到自同步的切換。這樣既可使電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)向可控，又可在電動(dòng)機(jī)達(dá)到一定轉(zhuǎn)速后再進(jìn)行切換，保證了起動(dòng)的可靠性。
3 試驗(yàn)分析
試驗(yàn)中所采用的樣機(jī)基本參數(shù)如下:相間電感L=66.4 ×10－3H，相間電阻 R=0.466 Ω，反電動(dòng)勢(shì)系數(shù) Ke=0.06 V·s/rad，轉(zhuǎn)矩系數(shù) Kt=0.019 2 N·m/A轉(zhuǎn)子慣量 Jn=3.33 ×10－5kg·m2，磁極對(duì)數(shù) P=2，額定電壓U=36 V。圖6是電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。
對(duì)RC無(wú)源帶通濾波器組成的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路進(jìn)行試驗(yàn)，圖7是電動(dòng)機(jī)在3 000 r/min時(shí)端電壓濾波前后的波形。
通道1為端電壓濾波后的波形，通道2為端電壓濾波前的波形?？梢?jiàn)，濾波前的端電壓包含大量PWM斬波脈沖信號(hào)，反電動(dòng)勢(shì)被完全淹沒(méi)，通過(guò)RC帶通濾波電路濾波后，反電動(dòng)勢(shì)信號(hào)清晰可見(jiàn)，形狀接近于正弦波，移相在90°左右。
由實(shí)測(cè)波形可見(jiàn)，濾波后反電動(dòng)勢(shì)中仍有高頻干擾信號(hào)，它會(huì)影響檢測(cè)得到的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零信號(hào)的準(zhǔn)確性和可靠性。可使用光耦進(jìn)行隔離，利用其大慣性延遲的特性消除干擾信號(hào)。在最終獲得的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零信號(hào)中，絕大部分是可靠的，只有極少數(shù)的信號(hào)為偽過(guò)零信號(hào)，可通過(guò)軟件進(jìn)行數(shù)字濾波將其過(guò)濾掉。
當(dāng)電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，可測(cè)得任一相的反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)和霍爾位置信號(hào)。圖8中，1通道的波形為B相霍爾位置信號(hào)，2通道的波形為B相的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零信號(hào)。
為了檢測(cè)系統(tǒng)的有無(wú)位置傳感器工作模式自動(dòng)判別選擇功能，在電機(jī)工作于有位置傳感器模式下正常運(yùn)行時(shí)，給定一個(gè)2 000 r/min的階躍指令，約1 s后，迅速拔掉B相的霍爾信號(hào)線。
圖9為試驗(yàn)中斷開(kāi)B相的霍爾位置信號(hào)后的電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)的速度曲線。
可見(jiàn)，斷開(kāi)霍爾位置信號(hào)對(duì)雙?？刂破骰旧蠜](méi)有影響，相當(dāng)于突然加了一個(gè)階躍擾動(dòng)，采用普通PID控制時(shí)，擾動(dòng)引起的速度偏差最大為7.8%左右，但采用差分PID或遺傳算法與神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化后PID控制器，擾動(dòng)速度偏差可控制在5%以內(nèi)，表明控制器能自動(dòng)平滑地轉(zhuǎn)到無(wú)位置傳感器模式繼續(xù)正常運(yùn)轉(zhuǎn)。
4 結(jié)束語(yǔ)
(1)提出了基于有無(wú)位置傳感器的雙?？刂破鞯姆桨福⒃敿?xì)設(shè)計(jì)了相應(yīng)的信號(hào)采集電路，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，表明設(shè)計(jì)的雙?？刂破髂茏詣?dòng)平滑地轉(zhuǎn)到無(wú)位置傳感器模式繼續(xù)正常運(yùn)轉(zhuǎn)，且轉(zhuǎn)速波動(dòng)可控在5%以內(nèi)，一定程度上提高了系統(tǒng)的冗余度與可靠性。
(2)目前，電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)的可靠性多采用多余度技術(shù)，采用多套系統(tǒng)或特型電機(jī)提高系統(tǒng)的冗余度，但其本質(zhì)并未改變，發(fā)生故障的概率在單獨(dú)的每套系統(tǒng)中是相同的。本文研究是立足在一套控制板上實(shí)現(xiàn)2種控制方式，一旦位置傳感器發(fā)生故障，就切換到無(wú)位置工作模式，還可節(jié)約冗余設(shè)計(jì)的成本與控制器的安裝空間。對(duì)于電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)采用其他種類的電機(jī)，這種雙模控制模式也適用。
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崔業(yè)兵，鞠玉濤，鄭 健，顧衛(wèi)鋼
(1.南京理工大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院，南京 210094;2.南京傅立葉電子技術(shù)有限公司，南京 210094)
0 引言
隨著全電化傳動(dòng)系統(tǒng)概念的提出，電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)成為推力矢量控制系統(tǒng)研究的熱點(diǎn)，越來(lái)越多的高性能電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)在小型無(wú)人飛行器和導(dǎo)彈得到應(yīng)用［1－3］。目前，主要采用高速無(wú)刷直流電機(jī)作為伺服機(jī)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電機(jī)，其功率密度大、體積小，能耐受高低溫，但其損耗密度大會(huì)導(dǎo)致電機(jī)的溫升較高［4－5］;另外，推力矢量控制系統(tǒng)大部分時(shí)間工作于真空、高溫、振動(dòng)、高速運(yùn)行環(huán)境下，這種環(huán)境會(huì)帶來(lái)電氣間隙和外絕緣強(qiáng)度降低，以及電暈腐蝕等嚴(yán)重負(fù)面影響，導(dǎo)致霍爾元件這一類位置傳感器安裝在電機(jī)內(nèi)部時(shí)往往無(wú)法正常工作。所以，采用單一的有位置傳感器的控制方式并不能滿足航天器對(duì)伺服機(jī)構(gòu)的基本要求，也不符合控制系統(tǒng)冗余設(shè)計(jì)的要求［6］。因此，在電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)中，很有必要采用無(wú)位置傳感器控制方式。目前，在空調(diào)和紡織機(jī)械行業(yè)開(kāi)始采用無(wú)位置傳感器控制方法，可減少故障率、節(jié)約成本和減小安裝體積。無(wú)位置傳感器無(wú)刷直流電動(dòng)機(jī)的控制方法有反電勢(shì)法、電感法、狀態(tài)觀測(cè)器法、電動(dòng)機(jī)方程計(jì)算法和人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法等，而使用較多的是利用電機(jī)反電勢(shì)過(guò)零點(diǎn)獲取轉(zhuǎn)子位置信息的反電勢(shì)法［7－9］。
本文為搭建的推力矢量控制電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)設(shè)計(jì)了一種基于有無(wú)位置傳感器的雙?？刂破鳌Ｔ谡顟B(tài)下，伺服機(jī)構(gòu)采用有位置傳感器控制模式進(jìn)行工作，一旦位置傳感器不能正常工作或損壞，控制器會(huì)自動(dòng)平滑切換到無(wú)位置傳感器控制模式。在設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，通過(guò)動(dòng)態(tài)階躍響應(yīng)實(shí)驗(yàn)和故障切換實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證電動(dòng)伺服系統(tǒng)雙?？刂破鞯男阅?。
1 電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)雙模控制原理
對(duì)電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)的控制實(shí)質(zhì)上就是對(duì)高速無(wú)刷直流電機(jī)的控制(采用BLDCM作為驅(qū)動(dòng)電機(jī))。其中，BLDCM對(duì)轉(zhuǎn)子位置信號(hào)的獲取主要通過(guò)有位置傳感器和無(wú)位置傳感器兩種途徑。
1.1 有位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取
位置傳感器是BLDCM的關(guān)鍵部件，它將轉(zhuǎn)子位置信息轉(zhuǎn)換成電信號(hào)，用于控制逆變器功率開(kāi)關(guān)的準(zhǔn)確切換，從而使定子各相繞組按一定順序?qū)?，?shí)現(xiàn)換相。普遍使用霍爾傳感器作為位置傳感器?；魻杺鞲衅餍盘?hào)檢測(cè)電路框圖如圖1所示。
由于霍爾傳感器為開(kāi)路輸出，為了獲得正確的信號(hào)，要將經(jīng)過(guò)限流電阻Rb后的信號(hào)用電阻Ra上拉到霍爾傳感器的供電電壓+5 V上去。圖1中的Ha、Hb、Hc分別表示經(jīng)過(guò)處理后得到的最終位置信號(hào)，這3路信號(hào)可直接送入控制芯。
1.2 無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取
反電勢(shì)法的原理:電機(jī)由靜止?fàn)顟B(tài)起動(dòng)后，轉(zhuǎn)子磁鋼所產(chǎn)生的磁通就會(huì)切割定子繞組，進(jìn)而產(chǎn)生反電動(dòng)勢(shì)E。反電動(dòng)勢(shì)E的大小正比于電機(jī)的轉(zhuǎn)速及其氣隙中的磁感應(yīng)強(qiáng)度B。當(dāng)轉(zhuǎn)子磁鋼的極性改變時(shí)，反電動(dòng)勢(shì)波形的正負(fù)方向也隨之改變。因此，只要檢測(cè)出反電動(dòng)勢(shì)波形的過(guò)零點(diǎn)。就可確定轉(zhuǎn)子的準(zhǔn)確位置，并以此來(lái)控制BLDCM。實(shí)際應(yīng)用中，繞組中的反電勢(shì)是難以直接獲得的，需采用其他方法獲取反電勢(shì)信號(hào)，找出過(guò)零點(diǎn)，國(guó)內(nèi)外研究人員在這方面做了大量研究工作，根據(jù)電動(dòng)機(jī)的不同結(jié)構(gòu)，提出了檢測(cè)反電勢(shì)的2種變通方式，習(xí)慣上把它們稱之為“相電壓法”和“端電壓法”［10－11］。最常用的是將端電壓經(jīng)過(guò)低通濾波，然后與由3個(gè)星形連接的對(duì)稱電阻構(gòu)成的虛擬中性點(diǎn)進(jìn)行比較，得到具有移相90°的過(guò)零點(diǎn)信號(hào)，原理電路框圖如圖2所示。
采用兩兩導(dǎo)通星形三相六狀態(tài)方式運(yùn)行的方波永磁無(wú)刷直流電動(dòng)機(jī)作為研究對(duì)象，假設(shè)三相繞組完全對(duì)稱，磁路不飽和，不計(jì)渦流和磁滯損耗，忽略齒槽效應(yīng)，則三相繞組的電壓平衡方程可表示為
式中 u為電樞電壓;i為電樞電流;L為相繞組自感;M為每?jī)上嗬@組間的互感;r為相繞組電阻;e為電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì);P為微分算子，P=d/dt。
設(shè)A相懸空，B相上橋臂導(dǎo)通，C相下橋臂導(dǎo)通，低通濾波電路的通帶增益為1，則可知:
式中 upwm為PWM斬波脈沖信號(hào)電壓，隨著PWM斬波脈沖信號(hào)的開(kāi)通和關(guān)斷而變化。
通過(guò)低通濾波電路后，端電壓中的高頻分量被消除，只有PWM斬波產(chǎn)生的直流分量和反電勢(shì)信息被保留下來(lái)。
經(jīng)過(guò)低通濾波后，由三相對(duì)稱星形電阻網(wǎng)絡(luò)獲得的模擬中性點(diǎn)電壓為
導(dǎo)通的B、C兩相繞組反電勢(shì)大小相等、方向相反，它們之和等于0。
至此，對(duì)反電勢(shì)過(guò)零點(diǎn)的檢測(cè)，已經(jīng)與PWM調(diào)制方式、PWM斬波脈沖信號(hào)的開(kāi)通或關(guān)斷狀態(tài)沒(méi)有關(guān)系，只與反電動(dòng)勢(shì)本身是否過(guò)零有關(guān)。
2 電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)的構(gòu)成
電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3所示。采用TI公司生產(chǎn)的DSP2812作為主控芯片，處理器接收到轉(zhuǎn)子位置信號(hào)，轉(zhuǎn)換成與之相應(yīng)的脈寬調(diào)制的PWM信號(hào)，通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制逆變電路中對(duì)應(yīng)的MOS管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，以實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)運(yùn)行的控制。
該系統(tǒng)主要由轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取電路、電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路、母線電流檢測(cè)電路等構(gòu)成。轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取電路包括霍爾傳感器電路(見(jiàn)圖1)和反電動(dòng)勢(shì)波形過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路(見(jiàn)圖2)2個(gè)模塊。DSP控制器通過(guò)捕獲單元定時(shí)掃描霍爾傳感器和反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零檢測(cè)電路對(duì)應(yīng)的I/O端口，得到方波信號(hào)，從而確定轉(zhuǎn)子的位置。由于霍爾檢測(cè)電路、驅(qū)動(dòng)電路、母線電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)相對(duì)簡(jiǎn)單，不再詳細(xì)敘述。
2.1 無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信號(hào)獲取電路設(shè)計(jì)
無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路主要由分壓電路和濾波電路組成［12］。濾波電路的作用包括2個(gè)方面:首先，消除或最大程度地削弱端電壓中的PWM斬波脈沖信號(hào)，保證端電壓信號(hào)經(jīng)過(guò)帶通濾波器濾波后，其中的斬波脈沖信號(hào)不會(huì)對(duì)反電勢(shì)信號(hào)的后續(xù)處理產(chǎn)生影響;其次，提取出端電壓信號(hào)中的反電勢(shì)信號(hào)，并在電動(dòng)機(jī)運(yùn)行的范圍內(nèi)，將經(jīng)過(guò)濾波的反電勢(shì)信號(hào)的幅值控制在適當(dāng)范圍內(nèi)，以免損壞器件。由于反電勢(shì)不是真正的正弦波形，經(jīng)濾波電路濾波后，反電勢(shì)波形會(huì)有一定程度的失真，在設(shè)計(jì)濾波電路時(shí)，要盡量減小這種影響［13］。
2.1.1 分壓電路
分壓電阻的選取較簡(jiǎn)單，基本上可遵循2條原則:首先，分壓電路上流通的電流必須在分壓電路電阻的承受范圍之內(nèi);其次，分壓以后端電壓信號(hào)的峰值必須低于比較器的電源電壓。
2.1.2 RC 帶通濾波電路
圖4為RC帶通濾波電路的結(jié)構(gòu)［14］。
設(shè)Vi為電機(jī)某相端電壓，V0為經(jīng)過(guò)分壓、濾波電路后得到的電壓，則圖4中各點(diǎn)電壓和相移的表達(dá)式為
式中 ω=2πf;f為反電動(dòng)勢(shì)的頻率。
由此可得到幅頻特性表達(dá)式:
從式(11)和式(12)可知，隨著通過(guò)濾波器的信號(hào)頻率增高，信號(hào)的增益減小，而移相變大。選擇適當(dāng)?shù)脑?shù)，可使上述電路達(dá)到所要求的技術(shù)指標(biāo)。根據(jù)控制系統(tǒng)的需要，給出包括分壓比例、通帶邊界頻率增益、阻帶邊界頻率增益和通帶截止頻率、移相角度等技術(shù)要求，如式(13)所示。
根據(jù)式(13)的技術(shù)要求，可選擇一組參數(shù)如下:R0=20 kΩ，R1=2 kΩ，R2=10 kΩ，C1=0.47 μF，C2=0.01 μF。
2.1.3 過(guò)零檢測(cè)電路
最終設(shè)計(jì)的無(wú)位置傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)電路如圖5所示，該檢測(cè)電路由分壓、帶通濾波、過(guò)零比較和光電隔離4部分組成。端電壓信號(hào)經(jīng)電阻分壓，再經(jīng)無(wú)源帶通濾波電路濾波后，與模擬中性點(diǎn)電壓比較，獲得反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)。該信號(hào)經(jīng)光耦隔離后，輸入到微處理器的中斷捕捉口，根據(jù)捕捉到的反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)控制電動(dòng)機(jī)換相。
2.3 無(wú)位置傳感器起動(dòng)方式
BLDCM的有位置傳感器控制情況下，電機(jī)的起動(dòng)控制程序較簡(jiǎn)單，只需依據(jù)位置傳感器檢測(cè)到位置信號(hào)，按照確定的換相對(duì)應(yīng)表，用一定的PWM占空比控制導(dǎo)通逆變橋中相應(yīng)相的MOS管，即可實(shí)現(xiàn)電機(jī)的正常起動(dòng)。無(wú)位置傳感器控制情況下的起動(dòng)控制程序則要復(fù)雜得多，由于BLDCM的反電勢(shì)大小與每極磁通量及轉(zhuǎn)速有關(guān)。如保持每極磁通量不變，無(wú)刷直流電動(dòng)機(jī)的反電勢(shì)便和轉(zhuǎn)速成正比;如將轉(zhuǎn)速保持不變，BLDCM的反電勢(shì)將和每極磁通量成正比。當(dāng)處于靜止或低速運(yùn)轉(zhuǎn)狀態(tài)時(shí)，反電勢(shì)為零或很小，無(wú)法準(zhǔn)確檢測(cè)到反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)，也就無(wú)法用“反電勢(shì)法”判斷轉(zhuǎn)子的位置。采用“三段式”起動(dòng)法［15］，該方法結(jié)合預(yù)定位方式和斜坡升速驅(qū)動(dòng)方式，將起動(dòng)過(guò)程劃分為3個(gè)階段，即轉(zhuǎn)子預(yù)定位、外同步加速和外同步到自同步的切換。這樣既可使電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)向可控，又可在電動(dòng)機(jī)達(dá)到一定轉(zhuǎn)速后再進(jìn)行切換，保證了起動(dòng)的可靠性。
3 試驗(yàn)分析
試驗(yàn)中所采用的樣機(jī)基本參數(shù)如下:相間電感L=66.4 ×10－3H，相間電阻 R=0.466 Ω，反電動(dòng)勢(shì)系數(shù) Ke=0.06 V·s/rad，轉(zhuǎn)矩系數(shù) Kt=0.019 2 N·m/A轉(zhuǎn)子慣量 Jn=3.33 ×10－5kg·m2，磁極對(duì)數(shù) P=2，額定電壓U=36 V。圖6是電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。
對(duì)RC無(wú)源帶通濾波器組成的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路進(jìn)行試驗(yàn)，圖7是電動(dòng)機(jī)在3 000 r/min時(shí)端電壓濾波前后的波形。
通道1為端電壓濾波后的波形，通道2為端電壓濾波前的波形?？梢?jiàn)，濾波前的端電壓包含大量PWM斬波脈沖信號(hào)，反電動(dòng)勢(shì)被完全淹沒(méi)，通過(guò)RC帶通濾波電路濾波后，反電動(dòng)勢(shì)信號(hào)清晰可見(jiàn)，形狀接近于正弦波，移相在90°左右。
由實(shí)測(cè)波形可見(jiàn)，濾波后反電動(dòng)勢(shì)中仍有高頻干擾信號(hào)，它會(huì)影響檢測(cè)得到的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零信號(hào)的準(zhǔn)確性和可靠性。可使用光耦進(jìn)行隔離，利用其大慣性延遲的特性消除干擾信號(hào)。在最終獲得的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零信號(hào)中，絕大部分是可靠的，只有極少數(shù)的信號(hào)為偽過(guò)零信號(hào)，可通過(guò)軟件進(jìn)行數(shù)字濾波將其過(guò)濾掉。
當(dāng)電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，可測(cè)得任一相的反電勢(shì)過(guò)零信號(hào)和霍爾位置信號(hào)。圖8中，1通道的波形為B相霍爾位置信號(hào)，2通道的波形為B相的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零信號(hào)。
為了檢測(cè)系統(tǒng)的有無(wú)位置傳感器工作模式自動(dòng)判別選擇功能，在電機(jī)工作于有位置傳感器模式下正常運(yùn)行時(shí)，給定一個(gè)2 000 r/min的階躍指令，約1 s后，迅速拔掉B相的霍爾信號(hào)線。
圖9為試驗(yàn)中斷開(kāi)B相的霍爾位置信號(hào)后的電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)的速度曲線。
可見(jiàn)，斷開(kāi)霍爾位置信號(hào)對(duì)雙?？刂破骰旧蠜](méi)有影響，相當(dāng)于突然加了一個(gè)階躍擾動(dòng)，采用普通PID控制時(shí)，擾動(dòng)引起的速度偏差最大為7.8%左右，但采用差分PID或遺傳算法與神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化后PID控制器，擾動(dòng)速度偏差可控制在5%以內(nèi)，表明控制器能自動(dòng)平滑地轉(zhuǎn)到無(wú)位置傳感器模式繼續(xù)正常運(yùn)轉(zhuǎn)。
4 結(jié)束語(yǔ)
(1)提出了基于有無(wú)位置傳感器的雙?？刂破鞯姆桨福⒃敿?xì)設(shè)計(jì)了相應(yīng)的信號(hào)采集電路，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，表明設(shè)計(jì)的雙?？刂破髂茏詣?dòng)平滑地轉(zhuǎn)到無(wú)位置傳感器模式繼續(xù)正常運(yùn)轉(zhuǎn)，且轉(zhuǎn)速波動(dòng)可控在5%以內(nèi)，一定程度上提高了系統(tǒng)的冗余度與可靠性。
(2)目前，電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)控制系統(tǒng)的可靠性多采用多余度技術(shù)，采用多套系統(tǒng)或特型電機(jī)提高系統(tǒng)的冗余度，但其本質(zhì)并未改變，發(fā)生故障的概率在單獨(dú)的每套系統(tǒng)中是相同的。本文研究是立足在一套控制板上實(shí)現(xiàn)2種控制方式，一旦位置傳感器發(fā)生故障，就切換到無(wú)位置工作模式，還可節(jié)約冗余設(shè)計(jì)的成本與控制器的安裝空間。對(duì)于電動(dòng)伺服機(jī)構(gòu)采用其他種類的電機(jī)，這種雙模控制模式也適用。
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