基于脈沖電源的開關(guān)器件仿真分析

劉承東，黃凱，蘇子舟，駱帥

(西北機電工程研究所，陜西 咸陽 712099)

電磁發(fā)射是一種采用電磁力將物體加速至超高速的新型發(fā)射技術(shù)[1-2]。脈沖電源作為電磁發(fā)射裝置提供穩(wěn)定脈沖電流的裝置,以較長的時間用相對較小的功率將電能存儲起來,再根據(jù)需要瞬間釋放。充電時間在幾秒鐘,放電在幾微秒至幾毫秒之內(nèi)。因充電時間較長,而導(dǎo)致電磁發(fā)射裝置難以短時間內(nèi)進行連續(xù)發(fā)射。為適應(yīng)工作環(huán)境,需要在單次發(fā)射中進行手動關(guān)斷以節(jié)省能量,為下一次發(fā)射做準(zhǔn)備,從而達到短時間內(nèi)可以連續(xù)發(fā)射的目的。而傳統(tǒng)的脈沖電路中采用半控型器件晶閘管作為開關(guān),因不能主動關(guān)斷,使得脈沖電容器中存儲的能量只能一次性釋放出去,會造成一定的能量浪費,也不滿足對電磁發(fā)射能量精確可控的要求。

目前國內(nèi)外學(xué)者已經(jīng)研究了IGBT[3]、IGCT[4]、金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管[5-6](MOSFET)、GTO[7-8]等功率型全控開關(guān)器件在脈沖功率領(lǐng)域中的應(yīng)用。但目前眾多研究僅僅是將其應(yīng)用在脈沖功率環(huán)境中,對開關(guān)器件的選型僅做了簡要的說明,對具體選型原因沒有進行詳細的分析。因MOSFET對電流導(dǎo)通的能力較低,不適合用于較大功率的電磁發(fā)射裝置中。筆者對功率型半導(dǎo)體器件GTO、IGBT、IGCT三種全控型開關(guān)器件的電路模型在單個脈沖電源模塊中依托仿真軟件Matlab中的simulink進行仿真,考慮器件耐壓的同時選取目前能通過電流相對較大的器件,根據(jù)器件的數(shù)據(jù)手冊對模型參數(shù)進行調(diào)整優(yōu)化。通過分析其在脈沖功率電源放電時的工作狀態(tài),認為IGCT較于其他功率器件優(yōu)勢較大。

1 脈沖成型單元工作原理

傳統(tǒng)的脈沖成型單元(PFU)分為兩種,均由脈沖電容器C、開關(guān)器件、續(xù)流二極管D和負載R0組成,如圖1所示。其中RC和LC分別表示電容支路電阻和雜散電感;L0表示負載電感和電路中的調(diào)波電感;LD和RD分別表示續(xù)流支路雜散電感和電阻。

選用Ⅰ型PFU在全控型器件關(guān)斷時,如果時間在t1之前關(guān)斷,脈沖電容器中將會有一部分能量剩余,但由于開關(guān)器件的影響,續(xù)流支路不能正常工作會降低流過負載的能量;在t1時刻之后關(guān)斷,則脈沖電容器中的能量已經(jīng)全部釋放,不能達到結(jié)余能量的目的。因此筆者仿真計算采用Ⅱ型PFU,能夠?qū)γ}沖電容器中能量進行精確控制。

如圖1所示,選用Ⅱ型PFU,電路放電過程分為脈沖電容對負載放電階段、電容反向充電階段和續(xù)流支路導(dǎo)通階段。

(1)

在第1階段放電時間經(jīng)過t1后,此時電路工作進入脈沖電容器進入反向充電階段。在電容反向充電到達峰值后,續(xù)流支路開始導(dǎo)通,電路工作進入第3階段。因LD和RD為續(xù)流回路中的雜散電感和電阻,其數(shù)值大小遠遠小于負載回路中的電感和電阻,即LD?L0、RD?R0,此時流過開關(guān)器件和負載的電流i2(t)為:

(2)

式中:

(3)

則流過開關(guān)器件和負載的電流i(t)為

i(t)=i1(t)+i2(t).

(4)

由式(1)和(2)可以看出,在PFU工作過程中,流過負載的電流成指數(shù)上升和下降,在U0較大時,電路中需要開關(guān)器件有較大的耐壓水平;且電能釋放時的電流上升率di/dt非常巨大,這對開關(guān)器件的性能是一個非常嚴峻的挑戰(zhàn)。開關(guān)器件的參數(shù)和特性對脈沖電流的上升時間、幅值會產(chǎn)生直接的影響。

2 電路仿真模型的建立與參數(shù)選取

在某型脈沖電路中脈沖電容器初始電壓選擇為4 kV,電流峰值超過50 kA,考慮器件的耐壓和允許通過最大的電流值,選用的GTO型號為ABB公司的5STP38Q4200,選用的IGBT型號為中車公司的TZ3600U17E2SM000,選用的IGCT型號為中車公司的tPower-SC5.CAE- 45。

選用Ⅱ型脈沖成型網(wǎng)絡(luò),采用Simulink進行電路仿真,仿真電路如圖2所示。D1和R1與開關(guān)器件并聯(lián)保證在其關(guān)斷時不會出現(xiàn)過高的反向電壓尖峰,起保護開關(guān)器件的作用,因此選取RK=0.01 Ω。選取脈沖電容器初始儲能為40 kJ,因此設(shè)置C=5 mF,UC=4 kV。脈沖電容器回路與續(xù)流支路中電阻及雜散電感均較小,因此選取RC=1 μΩ,LC=1 nH,RD=1 μΩ,LD=1 nH。負載中考慮存在一些同軸電纜和匯流裝置,選取模擬負載的參數(shù)為L0=23 μH,R0=10 mΩ。

2.1 GTO電路仿真模型的建立與參數(shù)選取

2.1.1 GTO電路模型

GTO是4層PNPN結(jié)構(gòu)、三端引出線(A、K、G)的器件。選取的GTO電路模型如圖3所示[9]。該模型為2T-3R模型,其中Q1為PNP晶體管,Q2為NPN晶體管,R1主要對GTO的門極觸發(fā)特性有影響,在GTO導(dǎo)通之前GTO門極電壓和電流主要加在R1上,在器件導(dǎo)通后門極電流經(jīng)過NPN的發(fā)射極,R2為陽極短路電阻,R3對GTO的正向阻斷特性有影響。

2.1.2 GTO模型參數(shù)選取

針對ABB公司的5STP38Q4200[10]器件進行仿真。該模型中Q1和Q2中基極發(fā)射極放大系數(shù)β的取值應(yīng)當(dāng)依據(jù)電流放大系數(shù)α1和α2的取值?；谖墨I[11]的研究,通過對α1和α2的值進行微調(diào),在模型中進行仿真并與數(shù)據(jù)手冊[10]中給出的GTO器件的V-I特性曲線進行對比,筆者取α1=0.15,α2=0.9,即βPNP=0.18,βNPN=9。兩個晶體管的參數(shù)取值如表1所示。

表1 GTO模型晶體管參數(shù)取值

R1取值的計算公式為

(5)

式中:VGMIN為最小門極觸發(fā)電壓;IGMIN為最小門極觸發(fā)電流。

根據(jù)式(5)可確定R1取值為30 Ω。R2的取值應(yīng)根據(jù)器件結(jié)構(gòu)算出,計算相對復(fù)雜,一些參數(shù)取值較為困難?？紤]R2一般相對較小,筆者對R2取值為0.03 Ω。R3的取值根據(jù)式(6)計算,VK為GTO的正向耐壓,因此R3的取值為420 kΩ。

(6)

2.2 IGBT電路仿真模型的建立與參數(shù)選取

2.2.1 IGBT電路模型

IGBT可以看成是N溝道的MOSFET為輸入級,PNP型晶體管為輸出級的單向達林頓晶體管。IGBT是電壓控制器件,其發(fā)射集與集電極電流與MOSFET柵極輸入電壓有關(guān),因此可以將其視為電壓控制電流源。筆者采用的IGBT模型[12]如圖4所示,其中CGE、CGC、CCE分別表示柵極-發(fā)射極、柵極-集電極、集電極-發(fā)射集之間的電容;Roff與關(guān)斷過程的截止電流有關(guān);ICE為受柵極輸入電壓控制的電流源輸出電流。

2.2.2 IGBT模型參數(shù)選取

針對中車IGBT模塊TZ3600U17E2SM000[13]進行仿真。受控電流源電流ICE與VGE、VCE、IGBT的閾值電壓VT、跨導(dǎo)參數(shù)KP有關(guān),相關(guān)具體關(guān)系為[14]:

1)當(dāng)VGE≤VT時:

ICE=0.

(7)

2)當(dāng)VCE≤VGE-VT時:

ICE=KP(VGE-VT-VCE/2)VCE.

(8)

3)當(dāng)VCE>VGE-VT時:

ICE=(KP/2)(VGE-VT)2.

(9)

由數(shù)據(jù)手冊可知5.5 V≤VT≤6.7 V,根據(jù)IGBT轉(zhuǎn)移特性曲線,在溫度為25 ℃時取VT為6.7 V。

由式(8)可知,當(dāng)VGE>VT且VGC

Roff為IGBT處于截止?fàn)顟B(tài)時,集電極-發(fā)射極之間的等效電阻,根據(jù)數(shù)據(jù)手冊,Roff=VCES/ICES=600 kΩ。

CGE、CGC和CCE的值根據(jù)Coes、Cies、Cres來確定,其關(guān)系為:CGC=Cres,CCE=Coes-Cres,CGE=Cies-Cres。考慮到在脈沖電路中IGBT導(dǎo)通與關(guān)斷時所受電壓較大,因此取CGC=0.4 nF,CGE=600.6 nF,CCE=19.6 nF。

2.3 IGCT仿真模型的建立及參數(shù)選取

2.3.1 IGCT仿真模型

IGCT是以GTO為基礎(chǔ),將GTO芯片與反并聯(lián)二極管的門極驅(qū)動電路集成在一起,再與門極驅(qū)動器在外圍以低電感方式連接的器件。筆者采用的IGCT模型[15]如圖5所示。

該模型由兩個“Hu-Ki模型”并聯(lián)組成,當(dāng)并聯(lián)數(shù)量為兩個及以上時,并聯(lián)的數(shù)量對仿真精度并沒有影響。該模型中,Q1和Q3為PNP晶體管,Q2和Q4為NPN晶體管,R1～R6為器件導(dǎo)通和關(guān)斷提供偏置電壓的電阻。

2.3.2 IGCT模型參數(shù)選取

針對中車IGCT模塊tPower-SC5.CAE-45[16]進行仿真。因?qū)GCT中少數(shù)載流子擴散長度等一些關(guān)鍵參數(shù)無法獲得,該模型中Q1、Q2的電流放大系數(shù)α1、α2取值一般只能采用估值的方法。參考上文GTO模型折中α1和α2的取值方法,綜合考慮后選取α1=0.157、α2=0.9。根據(jù)基極發(fā)射極放大系數(shù)β=α/(1-α),此時β1=0.186,β2=9.000。4個晶體管參數(shù)取值如表2所示。

表2 IGCT模型晶體管參數(shù)取值

電阻R1和R4的取值根據(jù)

(10)

式中:VGMIN為門極觸發(fā)電壓的最小值;IGMIN為門極觸發(fā)電流的最小值。因此取R1和R4的值為13.3 Ω。R2和R5的取值可以根據(jù)器件結(jié)構(gòu)計算,但在該器件中一些關(guān)鍵參數(shù)無法獲得,只能參考GTO模型中的取值方法,取R2=R5=0.03 Ω。R3和R6的取值根據(jù)式(11)可取為22.5k Ω。R7～R12和其他電容電感為分布參數(shù),難以通過準(zhǔn)確公式計算出來,往往憑借經(jīng)驗取值,其具體取值如表3所示。

(11)

表3 IGCT模型參數(shù)取值

3 模型仿真測試

3.1 GTO仿真測試

根據(jù)理想的仿真波形,電路中通過電流最大值約為52 kA,最大不重復(fù)浪涌電流為65 kA,為保證器件安全工作,仿真電路中采用12個GTO并聯(lián)的方式。單個GTO在電路中工作的波形如圖6所示。

圖6(a)為脈沖電容器完全放電時單個GTO電壓電流波形,器件在脈沖電容器放電結(jié)束后,由于電路中雜散電感的影響,存在一個反向電壓尖峰。經(jīng)過計算,脈沖電容器將能量全部釋放后,單個開關(guān)器件的損耗為2.729 J,12個器件總損耗為32.748 J。在該能量的損耗下,器件溫升較小,可以忽略。

圖6(b)為GTO主動開通與關(guān)斷的電壓電流波形,開通時刻的波形如圖6(c)所示,GTO在接到導(dǎo)通信號后電壓在1.6 ns的時間內(nèi)由4 kV降低到了1 V,從而GTO徹底導(dǎo)通,并且器件的開通時間與驅(qū)動的電流相關(guān),當(dāng)驅(qū)動電流增大時,器件的開通時間相對會有所降低。而電流在10 A之前以較快的速度迅速上升,后面則以相對較慢的增長速度達到峰值,這可以認為是在器件沒有完全導(dǎo)通時開關(guān)器件對電流增長的影響,當(dāng)器件完全導(dǎo)通時,電流則遵循式(1)進行變化。GTO的關(guān)斷電流電壓的變化情況如圖6(d)所示,GTO在接到關(guān)斷信號后經(jīng)過約0.08 μs電壓恢復(fù)至2 597 V,此時GTO兩端的電壓為脈沖電路工作300 μs后脈沖電容器兩端的電壓。由于負載中雜散電感的存在,器件關(guān)斷時會出現(xiàn)一個450 V的反向電壓尖峰,脈沖電路中的電阻R1可將該部分能量吸收掉,幾乎不會對GTO器件產(chǎn)生影響。其中的正向電壓峰值則為一部分脈沖電容器中雜散電感的影響,另一部分為負載中電感的影響。而電流波形則為在接到關(guān)斷信號后,進行了短暫的較大幅值的上升后逐漸降低至0.6 A從而GTO徹底關(guān)斷。電流產(chǎn)生較大幅值的上升則是由于控制信號的影響,GTO的驅(qū)動功率較大,在控制其關(guān)斷時,因驅(qū)動電流較大本次仿真計算電流源輸出電流為-8 kA時,GTO才可以順利關(guān)斷,因此會產(chǎn)生電路中較大的電流幅值的波動,增大了器件徹底關(guān)斷的時間。在電路中12個GTO器件并聯(lián)后,其關(guān)斷電流產(chǎn)生的峰值約為92.8 kA,這可能會對負載機能產(chǎn)生一定的影響。此外在驅(qū)動電流增大時,其關(guān)斷速度會進一步加快。

電容器存儲能量為

E=0.5CU2,

(12)

式中:C為電容大小;U為電容器兩端電壓。通過計算,在電路導(dǎo)通300 μs后,脈沖電容器輸出能量為23.159 kJ,單個器件的損耗為1.15 J,多個GTO總損耗為13.8 J。

3.2 IGBT仿真測試

根據(jù)數(shù)據(jù)手冊,本次仿真采用3組IGBT串聯(lián),每組14個并聯(lián)的方式,保證初始時刻和在脈沖電流達到峰值時器件可以安全工作。單個器件工作波形如圖7所示。

圖7(a)為脈沖電容器完全放電時單個IGBT電壓電流波形。放電結(jié)束后,由于雜散電感的影響開關(guān)器件仍需承受反向電壓尖峰。經(jīng)過計算,在完全放電后單個器件的損耗為1.623 J,開關(guān)器件總損耗為68.166 J,IGBT總體損耗較低。

圖7(b)為IGBT主動開通與關(guān)斷的電壓電流波形,導(dǎo)通時刻的波形如圖7(c)所示,從圖中可以明顯看出IGBT器件開通速度較快,由于開通速度較快,門極觸發(fā)信號幅值大小對開通速度影響較小。IGBT的開通速度是其他開關(guān)器件不能比擬的。同時器件開通時電流曲線上升較為平滑,波動較少。圖7(d)為IGBT關(guān)斷時的波形,在接到關(guān)斷信號后電壓首先上升至2.954 kV后逐步下降至0.863 kV。通過式(12)計算,脈沖電容器輸出能量為23.262 kJ,單個器件的損耗為0.495 J,IGBT總損耗為20.800 J。

3.3 IGCT仿真測試

由數(shù)據(jù)手冊可知,該型IGCT最大可關(guān)斷電流為8 kA,耐壓為4.5 kV,因此采用7個器件并聯(lián)的方式進行仿真,保證每個器件可以安全工作,同時該器件通態(tài)不重復(fù)浪涌為64 kA,相對于IGBT和IGCT器件有較大優(yōu)勢,可在電路中安全工作。單個器件工作波形如圖8所示。

圖8(a)為脈沖電容器完全放電時單個IGCT電壓電流波形。脈沖電容器放電完畢后,開關(guān)器件承受的反向電壓尖峰恢復(fù)至0與GTO和IGBT相比所需時間較長,單個器件的損耗為22.235 J,器件總損耗為155.645 J。

圖8(b)為IGCT主動開通與關(guān)斷的電流波形,導(dǎo)通時刻的波形如圖8(c)所示,在施加觸發(fā)信號后經(jīng)過12 ns后電壓下降至最低值,器件完全導(dǎo)通,同時在電壓降到最低值時存在輕微振蕩。而在0.022 μs后電流開始上升,在產(chǎn)生一個約8 A的電流峰值后,電流開始下降,然后又穩(wěn)步上升至峰值。該峰值是驅(qū)動電路電流幅值產(chǎn)生的影響,對整個導(dǎo)通波形影響較低。圖8(d)為IGCT關(guān)斷時電壓電流波形變化曲線,在施加關(guān)斷信號后,由于電路中存在雜散電感,電壓首先下降至-450 V然后開始上升至14.75 kV最后逐步下降穩(wěn)定在2.575 kV整個過程約300 μs。由于關(guān)斷信號幅值較大,為6.5 kA,在IGCT關(guān)斷時同樣出現(xiàn)了12.5 kA的電流尖峰然后再下降至8 A器件徹底關(guān)斷。通過式(12)計算,此時脈沖電容器釋放能量為23.180 kJ,單個器件在導(dǎo)通器件損耗為8.85 J,總損耗為61.95 J。

3.4 分析對比

GTO、IGBT和IGCT在脈沖功率電路中的性能分析對比如表4所示。

表4 GTO、IGBT和IGCT性能對比

在驅(qū)動功率方面,本次仿真中單個GTO器件關(guān)斷時驅(qū)動電流為-8 kA,單個IGCT關(guān)斷時驅(qū)動電流為-6.5 kA。因此GTO的驅(qū)動功率約為IGCT的2倍,IGBT的驅(qū)動功率與GTO、IGCT相比非常小。

從表4中可知,由于TZ3600U17E2SM000型IGBT的耐壓與導(dǎo)通電流能力相對較弱,導(dǎo)致所需單個模塊數(shù)量較多且總質(zhì)量較大,這對應(yīng)用在便攜的小型化脈沖電源中會產(chǎn)生不利影響,且若單個IGBT器件發(fā)生損壞時電路一旦通電工作,可能會導(dǎo)致其他器件大量損壞。

在開通時間與負載電流上升時間方面,3種器件基本相同,3種器件開通與關(guān)斷時間受驅(qū)動功率影響,但影響相對較小,其中IGBT在開通時間上更快一點。

在導(dǎo)通損耗方面,單個IGBT占有一定優(yōu)勢但由于所需IGBT數(shù)量較多,因此總體損耗較高;IGCT導(dǎo)通損耗高達155.645 J,這將導(dǎo)致若脈沖電源在短時間內(nèi)連續(xù)工作,IGCT的溫升會相對較高,需要考慮溫度對IGCT的影響。

各個器件在關(guān)斷時都存在幾十納秒時間電流上升幾千安的情況,過高的通態(tài)電流臨界上升率,在關(guān)斷時可能會對器件產(chǎn)生損壞,因此在脈沖電路中,應(yīng)用全控器件時需考慮保護電路,使器件能夠安全可靠的工作。

綜上考慮,IGCT在小型化脈沖電源中擁有一定的優(yōu)勢。

4 結(jié)束語

筆者針對GTO、IGBT和IGCT中導(dǎo)通功率較大的3種型號進行仿真參數(shù)設(shè)置和電路模型建立,并分析了其在脈沖環(huán)境中的工作性能。在器件的導(dǎo)通損耗方面,IGBT導(dǎo)通損耗最小,且開關(guān)速度較快,但由于其耐壓與最大峰值電流相對較小,在電路中需要數(shù)量較多,對脈沖電源小型化會產(chǎn)生不利影響。GTO與IGCT相比驅(qū)動功率較大,在耐壓與浪涌電流方面,IGCT表現(xiàn)出了更好的特性,且在驅(qū)動脈沖電路時所需數(shù)量較少,考慮同步性的難度也較小。因此,通過對比分析表明,IGCT應(yīng)用在小型化脈沖電源上更具有優(yōu)勢。

在脈沖電路中,電流、電壓幅值往往會產(chǎn)生較大變化,由于電路中雜散電感的影響,會產(chǎn)生較大的電流或者電壓的尖峰,因此不管選用何種器件都需要留有較大的余量,保證器件能夠工作在安全區(qū)間內(nèi)。同時也應(yīng)該加裝電流和電壓的保護電路,避免器件因過電壓、過電流和巨大的電流上升率等問題產(chǎn)生損壞。