渝鄂柔性直流輸電系統(tǒng)中高頻振蕩影響因素及抑制策略

李奇南，夏勇軍，張曉林，孫寶奎，孫華東，張帆，李蘭芳，楊岳峰，韓情濤

(1.南瑞集團(tuán)有限公司（國網(wǎng)電力科學(xué)研究院有限公司）, 江蘇 南京 211106；2.北京市直流輸配電工程技術(shù)研究中心（中電普瑞電力工程有限公司）, 北京 102200；3.國網(wǎng)湖北省電力有限公司電力科學(xué)研究院, 湖北 武漢 430061；4.中國電力科學(xué)研究院有限公司, 北京 100192；5.中電普瑞科技有限公司, 北京 102200；6.國網(wǎng)湖北省電力有限公司直流運(yùn)檢公司, 湖北 宜昌 443001)

0 引言

近年來，國內(nèi)外采用基于模塊化多電平換流器 (modular multilevel converter, MMC) 的 柔 性 直 流輸電技術(shù)[1]成功建設(shè)了若干柔性直流輸電工程。部分已投運(yùn)的柔直輸電工程在調(diào)試、運(yùn)行過程中曾發(fā)生中高頻振蕩現(xiàn)象[2]。柔直換流站中高頻振蕩使得換流站母線電壓、電流諧波含量超標(biāo)，觸發(fā)諧波保護(hù)，致使換流站閉鎖跳閘，系統(tǒng)無法安全穩(wěn)定運(yùn)行。

柔直系統(tǒng)的中高頻振蕩問題研究主要集中在MMC精確阻抗模型建立、關(guān)鍵影響因素分析和抑制方法等。其中，基于多諧波線性化方法[3-5]以及諧波狀態(tài)空間方法[6]建立MMC精確阻抗模型的研究已趨于成熟[7-8]。文獻(xiàn)[9-11]建立了計(jì)及控制鏈路延時(shí)的MMC阻抗模型；文獻(xiàn)[12]建立了計(jì)及正負(fù)序電流獨(dú)立控制的MMC阻抗模型。文獻(xiàn)[13]基于諧波狀態(tài)空間法建立了一種精確的MMC小信號(hào)模型，可計(jì)及MMC運(yùn)行時(shí)內(nèi)部產(chǎn)生的多次諧波及各諧波之間的耦合作用。

現(xiàn)有的關(guān)鍵影響因素分析研究結(jié)果表明：（1）柔直控制系統(tǒng)較長(zhǎng)的控制鏈路延時(shí)致使MMC換流站阻抗相位在某些頻率范圍內(nèi)超過+90°（即呈現(xiàn)出“負(fù)電阻”特性）；（2）柔直換流站接入的超高壓交流系統(tǒng)阻抗特性較為復(fù)雜，存在多個(gè)阻抗拐點(diǎn)，阻抗相位在感性、容性之間不斷變化[14]，在某些頻段內(nèi)相位接近–90°，呈現(xiàn)強(qiáng)容性特征；（3）柔直控制策略，特別是電壓前饋環(huán)節(jié)策略可顯著改變MMC換流站阻抗特性，而控制參數(shù)、穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn)對(duì)MMC換流站中、高頻段阻抗影響不大。因此，控制鏈路延時(shí)、電壓前饋策略以及交流系統(tǒng)阻抗特性等關(guān)鍵因素對(duì)柔直系統(tǒng)中高頻振蕩的影響分析是當(dāng)前的研究熱點(diǎn)。

目前對(duì)中高頻振蕩抑制解決方案主要有限制系統(tǒng)運(yùn)行方式[14]、在換流站交流母線處并聯(lián)無源濾波器[15]、優(yōu)化柔直控制系統(tǒng)電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)[16-19]等。其中，通過優(yōu)化電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)（如在前饋通道中增設(shè)濾波器）可以改善MMC換流站阻抗相位，具有無須增加硬件設(shè)備、調(diào)節(jié)靈活性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，已成為當(dāng)前抑制中高頻振蕩的主流方法。文獻(xiàn)[16-17]分別提出在電壓前饋環(huán)節(jié)附加二階帶通濾波器、低通濾波器的方法以抑制魯西背靠背柔直工程中出現(xiàn)的高頻諧振問題；文獻(xiàn)[18]提出在電壓前饋環(huán)節(jié)附加帶阻濾波器的方法以抑制高頻諧振。在電壓前饋環(huán)節(jié)增設(shè)低通、帶通、帶阻等濾波器可有效抑制高頻諧振，但導(dǎo)致MMC中頻段阻抗相位增加，增大了發(fā)生中頻振蕩的可能。渝鄂柔直工程南通道單元調(diào)試期間采用在電壓前饋通道中增設(shè)低通濾波器的方法抑制鄂側(cè)發(fā)生的高頻振蕩，但該方案致使渝側(cè)發(fā)生了中頻振蕩[9]。文獻(xiàn)[19]提出了一種基于電壓前饋環(huán)節(jié)非線性濾波的控制策略，通過改造渝鄂柔性直流系統(tǒng)在中高頻段的阻抗特性，規(guī)避了與交流系統(tǒng)間的諧振，但需要預(yù)設(shè)電壓前饋非線性梯度、變化閾值等參數(shù)，參數(shù)整定較復(fù)雜。

本文以渝鄂柔直工程南通道單元作為研究對(duì)象，結(jié)合渝側(cè)、鄂側(cè)交流系統(tǒng)阻抗特性，在分析柔直系統(tǒng)中高頻振蕩產(chǎn)生機(jī)理的基礎(chǔ)上，提出了一種通過調(diào)整控制鏈路延時(shí)以避免中高頻振蕩的方法，并通過PSCAD/EMTDC電磁暫態(tài)仿真驗(yàn)證了所提方法的有效性。

1 MMC換流站阻抗建模

MMC阻抗模型建模過程詳細(xì)推導(dǎo)過程見文獻(xiàn) [3, 10]。

1.1 MMC模型選取

MMC詳細(xì)模型中每個(gè)橋臂包含多個(gè)串聯(lián)的子模塊，雖然能夠計(jì)及子模塊電壓平衡控制、功率開關(guān)器件死區(qū)時(shí)間等因素，但難以基于該詳細(xì)模型建立MMC交流側(cè)阻抗數(shù)學(xué)模型；對(duì)于MMC戴維南簡(jiǎn)化模型，忽略了所有子模塊電壓波動(dòng)、橋臂環(huán)流、內(nèi)部諧波等，無法準(zhǔn)確分析系統(tǒng)中高頻振蕩問題。MMC橋臂平均模型[20]可計(jì)及子模塊電壓波動(dòng)、橋臂環(huán)流、內(nèi)部諧波等關(guān)鍵因素，忽略對(duì)中高頻振蕩幾無影響的子模塊電壓平衡控制、功率開關(guān)器件死區(qū)時(shí)間等因素，能夠兼顧阻抗建模難易程度和準(zhǔn)確性，適用于系統(tǒng)中高頻振蕩研究。因此，本文基于MMC平均模型進(jìn)行阻抗建模。

1.2 MMC線性化模型

MMC線性化模型的建立包括3個(gè)主要步驟。首先，建立功率級(jí)模型。考慮到相間以及同相上、下橋臂電氣量的對(duì)稱性，功率級(jí)模型基于單個(gè)橋臂建立即可。然后，對(duì)該平均模型線性化以獲取小信號(hào)阻抗模型。對(duì)于中高頻段振蕩分析，可忽略不同諧波間的頻率耦合效應(yīng)。多諧波線性化和諧波狀態(tài)空間法均可用于MMC換流站小信號(hào)阻抗建模，準(zhǔn)確描述阻抗中高頻段特性。本文采用多諧波線性化方法建立MMC交流側(cè)阻抗小信號(hào)模型。最后，根據(jù)控制環(huán)路消去調(diào)制波（將調(diào)制波用橋臂電流、電容電壓表示）。本文忽略電網(wǎng)電壓擾動(dòng)對(duì)鎖相環(huán)輸出、外環(huán)控制輸出的影響，著重考慮定電流控制（輸出相電流控制）、環(huán)流控制、控制鏈路延時(shí)的作用。

基于建立的MMC交流側(cè)阻抗模型，并計(jì)及換流站聯(lián)接變壓器阻抗，便可獲得MMC換流站阻抗模型。

2 MMC換流站阻抗影響因素分析

本文以渝鄂柔直系統(tǒng)（±420 kV/1250 MW）南通道單元為研究對(duì)象，根據(jù)表1所示的MMC換流站主電路參數(shù)、控制參數(shù)建立MMC換流站阻抗模型?；诮⒌淖杩鼓Ｐ?，著重分析控制鏈路延時(shí)、電壓前饋策略對(duì)MMC換流站阻抗中高頻段特性的影響。

表1 ±420 kV/1250 MW MMC 換流站參數(shù)Table 1 Parameters of the ±420 kV/1250 MW MMC station

2.1 控制鏈路延時(shí)

以Id（p.u.）=1、Iq（p.u.）=0 運(yùn)行點(diǎn)為例，當(dāng)控制鏈路總延時(shí)Tdelay=300 μs、400 μs、500 μs時(shí)MMC換流站阻抗的幅頻、相頻特性如圖1所示。

圖1 控制鏈路延時(shí)對(duì)MMC換流站阻抗的影響Fig.1 Influence of control loop delay on the impedance of MMC station

由圖1可知，控制鏈路延時(shí)使得阻抗幅值、相位在高頻段（1000～2500 Hz）均出現(xiàn)峰值。不同延時(shí)的關(guān)鍵阻抗特性如表2所示。

表2 不同延時(shí)的關(guān)鍵阻抗特性Table 2 Key impedance characteristics with different control time delay

此外，隨延時(shí)增加，中頻段（500～1000 Hz）相位也增加，如 300 μs時(shí)相位在 55.2°～79.1°變化，而 400 μs延時(shí)情況下相位增加至 77.3°～94.5°。

2.2 電網(wǎng)電壓前饋策略

電網(wǎng)電壓前饋策略通常有直接前饋、在前饋通道增設(shè)低通濾波器、帶通濾波器、帶阻濾波器等方法。本文以二階低通濾波器為例，分析其對(duì)MMC阻抗的影響。其他前饋策略的分析方法一致。二階低通濾波器傳遞函數(shù)為

式中：fc為低通濾波器截止頻率； ξ 為阻尼比。

根據(jù)文獻(xiàn)[19]，fc=400 Hz， ξ=0.707?？刂奇溌费訒r(shí)Tdelay=400 μs，電壓前饋策略分別采用直接前饋、二階低通濾波器時(shí)，MMC換流站阻抗特性如圖2所示。

圖2 電壓前饋采用二階LPF時(shí)對(duì)MMC換流站阻抗的影響Fig.2 Influence of second order LPF in the voltage feed forward path on the impedance of MMC station

由圖2可知，低通濾波器的引入使得MMC中高頻段的阻抗特性發(fā)生了變化，具體表現(xiàn)在：（1）在 1200 ～2 000 Hz 內(nèi)，阻抗相位在 89°～98°之間（電壓直接前饋相位最大值約124°），降低了在該高頻段發(fā)生諧波振蕩的風(fēng)險(xiǎn)；（2）阻抗幅值在高頻段不再存在峰值（直接前饋在1 985 Hz處存在阻抗峰值），使得系統(tǒng)阻抗幅值特性與MMC阻抗幅值特性可能存在的交點(diǎn)數(shù)量減小，進(jìn)一步降低了在高頻段發(fā)生振蕩的可能；（3）在 100 ～1200 Hz 之間，阻抗相位較直接前饋時(shí)增加，增大了該頻段內(nèi)發(fā)生振蕩的可能。

在電網(wǎng)電壓前饋通道中增設(shè)低通濾波器，可降低出現(xiàn)高頻振蕩的風(fēng)險(xiǎn)，但增大了在中頻段發(fā)生振蕩的可能性，即振蕩頻率可能會(huì)由高頻轉(zhuǎn)變?yōu)橹蓄l。

3 交流系統(tǒng)阻抗特性

隨著柔直系統(tǒng)電壓等級(jí)、輸送功率不斷增加，柔直換流站已接入超高壓交流電網(wǎng)，交流系統(tǒng)阻抗特性較為復(fù)雜。通過從換流站并網(wǎng)點(diǎn)處對(duì)交流系統(tǒng)三級(jí)節(jié)點(diǎn)內(nèi)系統(tǒng)進(jìn)行詳細(xì)建模，可得到較為精確的適用于柔直系統(tǒng)中高頻段穩(wěn)定性分析的交流系統(tǒng)等值阻抗。

圖3所示為渝鄂柔直系統(tǒng)南通道渝側(cè)、鄂側(cè)交流系統(tǒng)等值阻抗。

圖3 渝鄂柔直系統(tǒng)南通道渝側(cè)、鄂側(cè)交流系統(tǒng)等值阻抗Fig.3 Equivalent impedance of the Hubei-side and Chongqing-side AC systems

渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)阻抗相位在感性、容性之間不斷變化，且存在多個(gè)阻抗拐點(diǎn)[14]。兩側(cè)交流系統(tǒng)阻抗區(qū)別主要在于渝側(cè)系統(tǒng)阻抗相位在中頻段范圍內(nèi)呈現(xiàn)強(qiáng)容性特征（如在650 ～750 Hz區(qū)間，相位接近–90°），而鄂側(cè)交流系統(tǒng)在中頻段阻抗相位以感性為主，只在部分頻率范圍內(nèi)呈容性（如在 450～470 Hz 區(qū)間相位約為–50°、780 ～800 Hz區(qū)間相位約為–40°）。鄂側(cè)交流系統(tǒng)在高頻段（1750 ～1 850 Hz）呈強(qiáng)容性特征。

4 穩(wěn)定性分析

4.1 控制鏈路延時(shí)對(duì)穩(wěn)定性的影響

結(jié)合渝鄂柔直工程南通道單元控制保護(hù)系統(tǒng)控制鏈路總延時(shí)時(shí)間（400 μs左右），分析控制鏈路延時(shí)對(duì)渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。在分析延時(shí)影響時(shí)，MMC控制系統(tǒng)采用電網(wǎng)電壓直接前饋。圖4所示為應(yīng)用阻抗分析法分析不同控制鏈路延時(shí)對(duì)渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定性影響。圖4中示出了延時(shí)為200 μs時(shí)MMC阻抗幅頻特性與渝側(cè)、鄂側(cè)交流系統(tǒng)阻抗幅頻特性的交點(diǎn)①～⑤。

圖4 控制鏈路延時(shí)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響Fig.4 Influence of control loop delay on the system stability

盡管渝側(cè)、鄂側(cè)MMC換流站主電路參數(shù)、控制策略及控制參數(shù)均一致，但由于換流站所接入的渝側(cè)、鄂側(cè)交流系統(tǒng)阻抗特性不同，控制鏈路延時(shí)對(duì)兩側(cè)交流系統(tǒng)穩(wěn)定性影響也不同。

由圖4 a）可得渝側(cè)系統(tǒng)MMC換流站阻抗和交流系統(tǒng)阻抗的交點(diǎn)頻率及相位差，如表3所示。由表3可知，當(dāng)控制鏈路延時(shí)在200～400 μs之間變化時(shí)，渝側(cè)系統(tǒng)均保持穩(wěn)定。

表3 不同控制延時(shí)渝側(cè)系統(tǒng)阻抗交點(diǎn)處頻率、相位Table 3 Frequency and phase difference at the intersection point of impedances for the Chongqing-side system with different control time delay

由圖4b）可得鄂側(cè)系統(tǒng)MMC換流站阻抗和交流系統(tǒng)阻抗在 [1700 Hz,2500 Hz]范圍內(nèi)交點(diǎn)頻率及相位差，如表4所示。由表4可知，對(duì)于鄂側(cè)系統(tǒng)，當(dāng)控制鏈路延時(shí)在一定范圍（300～400 μs）時(shí)，將出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象。當(dāng)控制鏈路延時(shí)為300 μs時(shí)，不穩(wěn)定點(diǎn)頻率為 1779 Hz 和 2 034 Hz；當(dāng)控制鏈路延時(shí)為 400 μs 時(shí)，不穩(wěn)定點(diǎn)頻率為 1762 Hz。當(dāng)控制鏈路延時(shí)為200 μs時(shí)，系統(tǒng)穩(wěn)定。

表4 不同延時(shí)時(shí)鄂側(cè)阻抗交點(diǎn)處頻率、相位Table 4 Frequency and phase difference at the intersection point of impedances for the Hubei-side system with different control time delay

從提升控制、保護(hù)性能角度看，希望盡可能減小控制鏈路延時(shí)。當(dāng)延時(shí)較?。ㄈ鏣dealy=200 μs）時(shí)，渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)均穩(wěn)定，無中高頻振蕩。然而，控制鏈路延時(shí)受控制保護(hù)系統(tǒng)硬件架構(gòu)、技術(shù)水平等影響，現(xiàn)階段柔直系統(tǒng)控制鏈路延時(shí)至少300 μs[12]。另一方面，從理論分析結(jié)果看，即使控制鏈路延時(shí)減少至300 μs，鄂側(cè)交流系統(tǒng)仍存在高頻振蕩。因此，通過減小控制鏈路延時(shí)以抑制中高頻振蕩存在一定的局限性。

4.2 電網(wǎng)電壓前饋對(duì)穩(wěn)定性的影響

以電網(wǎng)電壓前饋通道增設(shè)二階低通濾波器為例，分析前饋控制策略對(duì)渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，控制鏈路延時(shí)設(shè)置為400 μs。渝側(cè)、鄂側(cè)柔直系統(tǒng)穩(wěn)定性分析如圖5所示。

圖5 電壓前饋通道增設(shè)低通濾波器對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響Fig.5 Influence of LPF added in the voltage feed forward path on the system stability

由圖5a）可知，對(duì)于渝側(cè)MMC換流站，當(dāng)電壓前饋通道增設(shè)低通濾波器后，盡管避免了高頻振蕩的發(fā)生，但在中頻段引起新的振蕩（振蕩頻率約707 Hz，該頻率處相位差約186°）；由圖5b）可知，對(duì)于鄂側(cè)MMC換流站，當(dāng)電壓前饋通道增設(shè)低通濾波器后，在消除高頻振蕩的同時(shí)也未在中頻段引起新的振蕩。本文的理論分析結(jié)果和文獻(xiàn)[18]一致，即在電網(wǎng)電壓前饋通道中增設(shè)低通濾波器可有效抑制鄂側(cè)系統(tǒng)高頻振蕩，卻在渝側(cè)系統(tǒng)引入了新的中頻振蕩。同時(shí)，也再次印證了系統(tǒng)穩(wěn)定性是由MMC換流站阻抗和交流系統(tǒng)阻抗二者共同決定的。

和低通濾波器類似，其他前饋策略如在電網(wǎng)電壓中增設(shè)帶通濾波器、帶阻濾波器等，同樣增加了MMC換流站阻抗在中頻段的相位，雖然能有效抑制高頻振蕩卻增大了產(chǎn)生中頻振蕩的可能。限于篇幅，本文不再贅述。如何優(yōu)化電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)以更加有效抑制柔直系統(tǒng)中高頻振蕩，仍有待深入研究。

5 調(diào)整控制鏈路延時(shí)以避免中高頻振蕩的可行性

5.1 基本思路

本文在第2.1節(jié)分析控制鏈路延時(shí)對(duì)MMC阻抗的影響時(shí)，指出在高頻段相位存在峰值。當(dāng)相位達(dá)到峰值后，相位隨頻率增加迅速減小，而后又隨頻率增加而增加?？刂蒲訒r(shí)增大時(shí)，最大相位對(duì)應(yīng)的頻率fmax隨之降低（如圖1、表2所示，由 400 μs時(shí)的 1747 Hz降低為 500 μs時(shí)的 1487 Hz）。在頻率大于fmax的區(qū)間內(nèi)，MMC阻抗具有較小的相位，故MMC換流站阻抗與交流系統(tǒng)阻抗之間的相位差減小，相位裕度增大，有利于系統(tǒng)穩(wěn)定。這意味著延時(shí)較大時(shí)系統(tǒng)有可能穩(wěn)定。

基于該思路，本文提出一種采用電壓直接前饋，通過適當(dāng)調(diào)整（增加）控制鏈路延時(shí)以避免中高頻振蕩的解決方法，以克服在電壓前饋通道中增設(shè)濾波器這一技術(shù)路線難以兼顧中高頻振蕩抑制的不足。同時(shí)，需保證由控制鏈路延時(shí)增加所導(dǎo)致的中頻段相位增加在允許范圍內(nèi)，避免中頻振蕩的發(fā)生。

5.2 控制鏈路延時(shí)選取方法

控制鏈路延時(shí)的選取方法如下。

（1）對(duì)于鄂側(cè)交流系統(tǒng)和MMC換流站，以額定控制鏈路延時(shí)值作為初始值，按照步長(zhǎng)逐步增加鏈路延時(shí)，獲取鄂側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)的控制鏈路延時(shí)范圍上標(biāo)“E”表示鄂側(cè)系統(tǒng)，下同。

（3）同時(shí)滿足渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的控制鏈路延時(shí)范圍 [Tdelay_min,Tdelay_max]為

（4）考慮鄂側(cè)高頻（1750 Hz 附近）、渝側(cè)中頻（700 Hz附近）段相位裕度，選取控制鏈路延時(shí)數(shù)值。

控制鏈路延時(shí)的增加，可通過修改柔直控制保護(hù)系統(tǒng)底層軟件實(shí)現(xiàn)，無須更改硬件設(shè)計(jì)。在電磁暫態(tài)仿真中，通過增加極控至閥控間的傳輸延時(shí)方式實(shí)現(xiàn)。

5.3 控制鏈路延時(shí)增加后的系統(tǒng)穩(wěn)定性分析

控制鏈路延時(shí)調(diào)整為480μs后的渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定性如圖6所示。圖6 a)中示出了MMC阻抗幅頻特性與渝側(cè)交流系統(tǒng)阻抗幅頻特性的交點(diǎn)①～⑤。由圖6 a）可得如表5所示的渝側(cè)阻抗交點(diǎn)頻率、相位差，可知，渝側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定。由圖6 b）可知，當(dāng)延時(shí)增加到480 μs時(shí)，盡管MMC換流站與鄂側(cè)交流系統(tǒng)的阻抗幅值特性存在多個(gè)交點(diǎn)（如 1737 Hz、1909 Hz、2036 Hz 等），但在各交點(diǎn)處相位差均小于180°，因此系統(tǒng)是穩(wěn)定的。以交點(diǎn)頻率為 1737 Hz 的情況為例，延時(shí) 480 μs時(shí)MMC 換流站阻抗在 1588 Hz 處相位最大為 128°，在交點(diǎn)頻率 1737 Hz 處，相位已回落至約 72°，而交流系統(tǒng)相位約為–55°，相位差約127°，因此在該頻率處系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

圖6 調(diào)整控制鏈路延時(shí)（480 μs）后系統(tǒng)穩(wěn)定性分析Fig.6 Analysis of system stability with the control time delay of 480 μs

表5 延時(shí)480μ s時(shí)渝側(cè)系統(tǒng)阻抗交點(diǎn)處頻率、相位Table 5 Frequency and phase difference at the intersection point of impedance for the Chongqing-side system with control time delay of 480μs

可知，通過合理增加鏈路延時(shí)，可避免鄂側(cè)系統(tǒng)高頻振蕩的發(fā)生，同時(shí)也未引起渝側(cè)系統(tǒng)中頻振蕩的發(fā)生。理論分析結(jié)果表明了本文所提出的通過調(diào)整鏈路延時(shí)方法以避免中高頻振蕩的可行性。

6 仿真驗(yàn)證

本節(jié)通過PSCAD/EMTDC電磁暫態(tài)時(shí)域仿真，首先復(fù)現(xiàn)鄂側(cè)高頻振蕩現(xiàn)象以及在電網(wǎng)電壓前饋通道中增設(shè)低通濾波器后渝側(cè)出現(xiàn)的中頻振蕩現(xiàn)象，驗(yàn)證前文關(guān)于中高頻振蕩產(chǎn)生機(jī)理分析的正確性。接著驗(yàn)證通過調(diào)整鏈路延時(shí)避免中高頻振蕩的有效性。

根據(jù)圖3所示的渝側(cè)、鄂側(cè)交流系統(tǒng)阻抗特性建立相應(yīng)的交流系統(tǒng)模型。MMC換流站主電路參數(shù)、控制參數(shù)如表1所示，仿真步長(zhǎng)10 μs。

6.1 空載運(yùn)行

控制鏈路延時(shí)設(shè)定為 400 μs。1.1 s 之前，電網(wǎng)電壓直接前饋；t=1.1 s時(shí)，電網(wǎng)電壓前饋通道加入二階低通濾波器。該工況下渝側(cè)、鄂側(cè)MMC換流站并網(wǎng)點(diǎn)波形如圖7所示。

圖7 空載運(yùn)行時(shí)渝側(cè)、鄂側(cè)MMC換流站并網(wǎng)點(diǎn)仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of PCC of Hubei-side and Chongqing-side MMC stations under no load operation

由圖7a）可知，當(dāng)采用電網(wǎng)電壓直接前饋時(shí)，渝側(cè)換流站并網(wǎng)點(diǎn)電壓不存在中、高頻諧波電壓，渝側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行；1.1 s時(shí)電網(wǎng)電壓前饋通道加入二階低通濾波器，并網(wǎng)點(diǎn)電壓含有716 Hz（理論分析值為 707 Hz）左右的諧波電壓分量，渝側(cè)系統(tǒng)不穩(wěn)定。由圖7b）可知，當(dāng)采用電網(wǎng)電壓直接前饋時(shí)，鄂側(cè)換流站并網(wǎng)點(diǎn)電壓存在頻率為1760 Hz左右的諧波電壓，鄂側(cè)系統(tǒng)高頻諧波失穩(wěn)。當(dāng)t=1.1 s時(shí)，電網(wǎng)電壓前饋通道加入二階低通濾波器，高頻振蕩得到抑制，鄂側(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

圖8所示為渝側(cè)、鄂側(cè)并網(wǎng)點(diǎn)電壓現(xiàn)場(chǎng)試驗(yàn)波形。其中，渝側(cè)、鄂側(cè)電壓諧波主導(dǎo)頻率分別為 700 Hz 和 1800 Hz。

圖8 空載運(yùn)行時(shí)渝側(cè)、鄂側(cè)MMC換流站并網(wǎng)點(diǎn)試驗(yàn)波形Fig.8 Test waveforms of PCC of Hubei-side and Chongqing-side MMC stations under no load operation

比較圖7、圖8可知，仿真結(jié)果與現(xiàn)場(chǎng)試驗(yàn)波形基本一致，復(fù)現(xiàn)了渝鄂柔直工程南通道單元調(diào)試期間出現(xiàn)的中高頻振蕩現(xiàn)象，驗(yàn)證了前文中高頻振蕩產(chǎn)生機(jī)理分析的正確性。

6.2 調(diào)整鏈路延時(shí)避免中高頻振蕩

仍以空載運(yùn)行為例，采用電網(wǎng)電壓直接前饋。1.1 s之前控制鏈路延時(shí) 400 μs，1.1 s時(shí)將控制鏈路延時(shí)增加為480 μs。圖9所示為控制鏈路延時(shí)調(diào)整前后渝側(cè)、鄂側(cè)并網(wǎng)點(diǎn)波形。由圖5可知，通過調(diào)整控制鏈路延時(shí)，抑制了鄂側(cè)系統(tǒng)既有的高頻振蕩，同時(shí)避免了渝側(cè)系統(tǒng)中頻振蕩的產(chǎn)生。仿真結(jié)果驗(yàn)證了通過調(diào)整控制鏈路延時(shí)避免渝側(cè)和鄂側(cè)系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)發(fā)生中高頻振蕩的可行性。

圖9 控制鏈路延時(shí)調(diào)整前后渝側(cè)、鄂側(cè)MMC換流站并網(wǎng)點(diǎn)波形Fig.9 Voltage waveforms of PCC of Hubei-side and Chongqing-side MMC stations before and after control time delay changed

通過無功階躍測(cè)試比較控制鏈路延時(shí)增加后對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的影響。圖10所示為渝側(cè)換流站無功功率（p.u.)由0階躍至0.5（換流站吸收感性無功）時(shí)，控制鏈路延時(shí)調(diào)整前后并網(wǎng)點(diǎn)電壓、電流波形。

圖10 控制鏈路延時(shí)調(diào)整前后渝側(cè)換流站無功階躍響應(yīng)Fig.10 Reactive power step response of Chongqingside MMC station before and after control time delay changed

可知，延時(shí)400 μs時(shí)，階躍過程中電流最大值為1262 A（A 相），而延時(shí) 480 μs時(shí)電流最大值為 1331 A（C相）?？刂奇溌费訒r(shí)的小幅增加，使階躍過程中電流最大值增加了5%左右，調(diào)節(jié)時(shí)間均在100 ms左右，對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的影響不大。

由于鄂側(cè)控制鏈路延時(shí)為400 μs時(shí)無法穩(wěn)定運(yùn)行，為便于與480 μs延時(shí)（電網(wǎng)電壓直接前饋）比對(duì)，400 μs延時(shí)情況下采用電網(wǎng)電壓前饋通道增加二階低通濾波器的方法。圖11所示為鄂側(cè)換流站無功功率（p.u.）由0階躍至0.5（換流站吸收感性無功）時(shí)，控制鏈路延時(shí)調(diào)整前后并網(wǎng)點(diǎn)電壓、電流波形。由圖11可知，控制鏈路延時(shí)400 μs、電網(wǎng)電壓前饋通道使用二階低通濾波器時(shí)，無功階躍過程電流最大值為1458 A（B相），控制鏈路延時(shí)480 μs、采用電網(wǎng)電壓直接前饋時(shí)，無功階躍過程電流最大值為1327 A（A相），降低8%左右。

圖11 控制鏈路延時(shí)調(diào)整前后鄂側(cè)換流站無功階躍響應(yīng)Fig.11 Reactive power step response of Hubei-side MMC station before and after control time delay changed

由仿真結(jié)果可知，控制鏈路延時(shí)的小幅增加，抑制了渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)中高頻振蕩；同時(shí)，對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的影響不大。

7 結(jié)論

本文以渝鄂柔直工程南通道單元作為研究對(duì)象，首先基于多諧波線性化原理建立了MMC換流站阻抗模型，詳細(xì)分析了控制鏈路延時(shí)、電網(wǎng)電壓前饋策略對(duì)MMC換流站阻抗的影響。結(jié)合渝側(cè)、鄂側(cè)交流系統(tǒng)阻抗特性，在分析柔直系統(tǒng)中高頻振蕩產(chǎn)生機(jī)理的基礎(chǔ)上，提出了一種通過調(diào)整控制鏈路延時(shí)以避免中高頻振蕩的方法。最后，通過PSCAD/EMTDC電磁暫態(tài)仿真驗(yàn)證了本文所提出方法的有效性。主要結(jié)論如下。

（1）控制鏈路延時(shí)、電網(wǎng)電壓前饋策略是影響MMC換流站中、高頻阻抗特性的關(guān)鍵因素；交流系統(tǒng)阻抗與MMC換流站阻抗特性共同決定柔直輸電系統(tǒng)穩(wěn)定性、振蕩頻率；對(duì)于振蕩頻率，理論上有可能出現(xiàn)更高頻率（如2 kHz以上）的振蕩，但其振蕩機(jī)理和渝鄂柔直工程出現(xiàn)的1.8 kHz左右高頻振蕩類似。

（2）通過減小控制鏈路延時(shí)以避免中高頻振蕩受現(xiàn)階段控制保護(hù)系統(tǒng)硬件架構(gòu)、技術(shù)水平以及交流系統(tǒng)阻抗特性等影響，存在一定的局限。

（3）在電網(wǎng)電壓前饋通道中增設(shè)低通濾波器可減小MMC高頻段阻抗相位，具有抑制柔直系統(tǒng)高頻振蕩的能力，但增大了MMC中頻段阻抗相位，使得柔直系統(tǒng)發(fā)生中頻振蕩的可能性增大。如何優(yōu)化設(shè)計(jì)電網(wǎng)電壓前饋通道中各類型濾波器，改善MMC換流站中高頻段阻抗特性以抑制中高頻振蕩仍需深入研究。

（4）通過調(diào)整（適當(dāng)增加）控制鏈路延時(shí)，可實(shí)現(xiàn)渝側(cè)、鄂側(cè)系統(tǒng)中高頻振蕩抑制，同時(shí)，對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性影響較小。