整合式單開關(guān)兩路恒流輸出LED 驅(qū)動(dòng)電源

萬(wàn)宇陽(yáng)，劉雪山，周 群，賀明智，呂尋齋

（四川大學(xué)電氣工程學(xué)院，成都 610065）

近年來(lái)已經(jīng)提出了許多方法來(lái)實(shí)現(xiàn)LED 串之間的電流平衡，其中包括有源均流技術(shù)和無(wú)源均流技術(shù)[1-6]。與有源電流平衡技術(shù)相比，基于電容器電荷平衡方案的無(wú)源電流平衡技術(shù)具有功率密度高、成本低等優(yōu)點(diǎn)。然而，大多數(shù)基于電容電荷平衡方案的無(wú)源均流電路需要許多功率開關(guān)和變壓器繞組，這使得LED 驅(qū)動(dòng)電源復(fù)雜。

此外，IEC61000-3-2 C 類法規(guī)對(duì)AC-DC 照明設(shè)備注入電網(wǎng)的各次諧波電流提出了限制要求[7]。因此，為了滿足這些諧波標(biāo)準(zhǔn)，必須使用功率因數(shù)校正技術(shù)來(lái)使開關(guān)變換器的輸入電流諧波達(dá)到限制標(biāo)準(zhǔn)要求。高功率因數(shù)單級(jí)LED 驅(qū)動(dòng)器具有效率高、體積小等優(yōu)點(diǎn)，近年來(lái)得到了廣泛的研究[8]。文獻(xiàn)[8]提出了只用一個(gè)開關(guān)的單級(jí)降壓LED 驅(qū)動(dòng)電源，但其需要額外的變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)降壓轉(zhuǎn)換，導(dǎo)致其體積大，成本高。

本文提出一種整合式單開關(guān)兩路恒流輸出LED驅(qū)動(dòng)電源。該LED 驅(qū)動(dòng)電源由非隔離Buck-Boost變換器和Buck 變換器通過(guò)一個(gè)有源開關(guān)整合而成，在不使用變壓器的情況下實(shí)現(xiàn)了降壓。采用恒導(dǎo)通時(shí)間控制，消除了Buck PFC 變換器輸入電流的死區(qū)。因此，該驅(qū)動(dòng)電源的輸入電流諧波很容易達(dá)到IEC61-000-3-2 C 類法規(guī)的限值。利用所提無(wú)源均流網(wǎng)絡(luò)，僅須控制其中一條輸出支路電流，即可實(shí)現(xiàn)對(duì)另外一條支路的均流控制，簡(jiǎn)化驅(qū)動(dòng)與控制電路。勵(lì)磁電感工作在臨界導(dǎo)通模式CRM（critical conduction mode）下實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)。此外，基于單級(jí)功率轉(zhuǎn)換特性，實(shí)現(xiàn)高效率。最后，搭建一臺(tái)56 W 的兩路輸出實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證理論分析的正確性。

1 電路結(jié)構(gòu)

整合式單開關(guān)兩路恒流輸出LED 驅(qū)動(dòng)電源如圖1 所示。主功率電路由整流橋Dbridge、輸入濾波電感Lf、輸入濾波電容Cf1和Cf2、開關(guān)管S1、Buck-Boost電感L1、Buck 電感L2、均流電容C1、續(xù)流二極管D1和D2、輸出電容Co1和Co2以及負(fù)載LEDS1和LEDS2構(gòu)成。該LED 驅(qū)動(dòng)電源采用恒導(dǎo)通時(shí)間控制策略，控制輸出電流io1。誤差放大器EA1 將輸出電流信號(hào)vrs和參考電壓vref進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差電壓ve1。由于開關(guān)管與采樣端不共地，須將誤差電壓ve1通過(guò)光耦從模擬地傳輸?shù)綄?shí)際地ve。比較器COMP1將ve與鋸齒波信號(hào)進(jìn)行比較以產(chǎn)生復(fù)位信號(hào)vre。因此，輸出電流被調(diào)節(jié)為io。當(dāng)S1關(guān)閉時(shí)，鋸齒波發(fā)生器復(fù)位為0；當(dāng)RS 觸發(fā)器的置位端子為高電平時(shí)，鋸齒波發(fā)生器再次置位。RS 觸發(fā)器置位端子的輸入信號(hào)是電感器的零電流檢測(cè)ZCD（zero current detection）信號(hào)，其中ZCD 信號(hào)由主電感的輔助繞組產(chǎn)生。因此，該LED 驅(qū)動(dòng)電源的Buck-Boost 電感電流工作在CRM 下，通過(guò)選擇電感L1和L2，Buck電感電流iL2工作在頻率變化的斷續(xù)導(dǎo)通模式。相比于傳統(tǒng)的斷續(xù)導(dǎo)通模式DCM（discontinuous conduction mode），變頻斷續(xù)導(dǎo)通模式的電感電流峰值更低，有助于提升變換器的效率。

圖1 整合式單開關(guān)兩路恒流輸出LED 驅(qū)動(dòng)電源Fig.1 Integrated single-switch dual-string LED driver with constant current output

2 工作特性分析

2.1 工作模態(tài)分析

為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)：所有元件均被認(rèn)為是理想器件；開關(guān)頻率fS遠(yuǎn)高于工頻fL；輸入電壓是全波整流正弦波，即|vin（t）|=Vp|sin（ωt）|，其中Vp是輸入電壓幅值，ω=2πfL是輸入電壓的角頻率；電容C1、Co1和Co2足夠大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電容兩端的電壓、vo1和vo2可以被認(rèn)為恒定不變。

該LED 驅(qū)動(dòng)電源由Buck-Boost 變換器和Buck變換器整合而成，而Buck 變換器只工作在輸入電壓高于vo2-時(shí)，因此，該LED 驅(qū)動(dòng)電源工作在穩(wěn)態(tài)時(shí)有2 種情況：①θ≤ωt≤π-θ；②0≤ωt<θ 和π-θ<ωt≤π，其中

2.1.1 θ≤ωt≤π-θ

圖2 為Buck-Boost 變換器電感電流工作在CRM 下LED 驅(qū)動(dòng)電源的等效電路。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，該驅(qū)動(dòng)電源有3 個(gè)工作模態(tài)，圖3 為穩(wěn)態(tài)時(shí)LED 驅(qū)動(dòng)電源的主要波形。

圖2 在θ≤ωt≤π-θ 情況下的等效電路Fig.2 Equivalent circuits under the condition of θ≤ωt≤π-θ

圖3 穩(wěn)態(tài)時(shí)主要波形Fig.3 Key steady-state waveforms

模態(tài)1[t0～t1]：如圖2（a）所示，在t0時(shí)刻開關(guān)S1導(dǎo)通，二極管D1反向截止，二極管D2導(dǎo)通。電源給電感L1和L2充電，電感電流和線性上升，即

當(dāng)開關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)，電感電流和達(dá)到最大值，模態(tài)1 結(jié)束。

式中，ton為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。模態(tài)1 的持續(xù)時(shí)間τ1=ton。

模態(tài)2[t1～t2]：如圖2（b）所示，在t1時(shí)刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，電感電流和分別通過(guò)二極管D1和D2續(xù)流，分別表示為

模態(tài)3[t2～t3]：如圖2（c）所示，在t2時(shí)刻，開關(guān)管S1和二極管D2保持關(guān)閉，電感電流繼續(xù)通過(guò)二極管D1續(xù)流。當(dāng)減小到0 時(shí)，D1反向截止，模態(tài)3 結(jié)束，開始下一個(gè)開關(guān)周期。模態(tài)3 的持續(xù)時(shí)間為

由式（6）和式（7）可以得到，該LED 驅(qū)動(dòng)電源的一個(gè)開關(guān)周期為

2.1.2 0≤ωt<θ 和π-θ<ωt≤π

在這種情況下，該LED 驅(qū)動(dòng)電源與傳統(tǒng)CRM Buck-Boost 變換器一樣，只有2 個(gè)工作模態(tài)。圖4為模態(tài)1、2 的等效電路。在模態(tài)1 時(shí)，D2反向截止，電感電流為0，其余模態(tài)分析與第一種情況的模態(tài)1 一樣。而模態(tài)2 與第一種情況的模態(tài)3 一樣，這里就不再贅述。

圖4 在0≤ωt＜θ 和π-θ＜ωt≤π 情況下的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under the condition of 0≤ωt＜θ and π-θ＜ωt≤π

2.2 均流分析

在一個(gè)穩(wěn)態(tài)開關(guān)周期內(nèi)，由均流電容C1充放電平衡可得

式中：QC1-ch為C1存儲(chǔ)的電荷量；QC1-dis為C1釋放的電荷量。根據(jù)工作原理分析，在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)，流過(guò)二極管D1和D2的平均電流iD1-avg和iD2-avg分別為

由于輸出電容Co1和Co2足夠大，在一個(gè)工頻周期TL內(nèi)，輸出電流io1和io2分別就是流過(guò)二極管D1和D2的平均電流，即

由式（11）可得，io1=io2，因此，僅須控制一條輸出支路電流io1，即可實(shí)現(xiàn)另外一條輸出支路的電流自動(dòng)相等。

2.3 輸入電流分析

根據(jù)模態(tài)分析，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)平均輸入電流可以表示為

式中，k=（vo2-）/Vp。由式（12）可得輸入功率為

由式（13）可得，一個(gè)開關(guān)周期的導(dǎo)通時(shí)間可以表示為

將式（15）代入到式（12）中，在半個(gè)工頻周期內(nèi)平均輸入電流可以表示為

式中，μ=L1/L2。

輸入電流波形如圖5 所示。圖5（a）為不同電感比μ 下的輸入電流波形，可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)μ 減小時(shí)，輸入電流畸變區(qū)間越小。圖5（b）為不同輸入電壓vin下的輸入電流，可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)vin減小時(shí)，輸入電流畸變區(qū)間越大。

圖5 輸入電流波形Fig.5 Waveforms of input current

2.4 電壓和電流應(yīng)力分析

根據(jù)模態(tài)分析可知，開關(guān)管S1在模態(tài)2 和模態(tài)3 承受反向電壓，因此，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力為

由式（17）可知，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力會(huì)隨著vo1與之和的增加而增加。

在模態(tài)1 中，流過(guò)開關(guān)管S1的電流為并且在輸入電壓峰值（|sin（ωt）|=1）處取最大值。因此，開關(guān)管S1的最大電流為

圖6 不同電感比μ下的 和vin 的關(guān)系Fig.6 Relationship between and vin under different values of μ

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證圖1 所示LED 驅(qū)動(dòng)電源及其控制電路，搭建了一臺(tái)56 W 的兩路輸出實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)：vin=100～240 V ac，Lf=2.2 mH，Cf1=100 nF，Cf2=330 nF，L1=650 μH，L2=200 μH，C1=10 μF，Co1=Co2=680 μF，開關(guān)管S1型號(hào)為15NM65，兩支路額定輸出電流均為0.7 A，額定輸出電壓均為40 V。

圖7 為輸入電壓分別為120 V ac 和220 V ac時(shí)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的輸入電壓vin與輸入電流iin波形。由圖7 可知，輸入電流可以很好地跟蹤輸入電壓的變化，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正功能。

圖7 不同輸入電壓下的輸入電壓和輸入電流波形Fig.7 Waveforms of vin and iin under different input voltages

圖8 為在120 V ac 輸入電壓下所提LED 驅(qū)動(dòng)器的輸入電流諧波測(cè)試結(jié)果。由圖8 可知，輸入電流的各次諧波均滿足IEC-61000-3-2 C 類限制。

圖8 輸入電流諧波測(cè)試結(jié)果Fig.8 Harmonic test results of input current iin

圖9 為不同輸入電壓下的電感電流和開關(guān)管電壓波形。由圖9 可以看出，Buck-Boost 電感電流工作在臨界連續(xù)模式，Buck 電感電流工作在頻率變換的斷續(xù)模式。在輸入電壓峰值（|sin（ωt）|=1）處，開關(guān)頻率最小，電感電流峰值最大，并且最小開關(guān)頻率會(huì)隨著輸入電壓的增加而增加，最大的電感電流會(huì)隨著輸入電壓的增加而減小。其中，120 V ac輸入電壓下的最小開關(guān)頻率為40 kHz，220 V ac 輸入電壓下的最小開關(guān)頻率為66 kHz。在220 V ac輸入電壓下，開關(guān)管S1上的最大反向電壓為380 V，低于S1（15NM65）兩端的額定反向電壓。由式（18）可知，S1的理論最大電壓應(yīng)力為376 V，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析結(jié)果一致。

圖9 不同輸入電壓下的電感電流和開關(guān)管電壓波形Fig.9 Waveforms of ， and under different input voltages

圖10 為120 V ac 電壓輸入時(shí)輸出電流和輸出電壓?jiǎn)?dòng)波形，vo為兩支路總輸出電壓?？梢钥闯觯趩?dòng)之后電流平衡被快速地建立，在輸入電壓由120 V ac 突變?yōu)?20 V ac 時(shí)，未出現(xiàn)較大的電流波動(dòng)，表明驅(qū)動(dòng)電源各輸出支路具有較好的動(dòng)態(tài)平衡特性。

圖10 輸出電流和輸出電壓波形Fig.10 Waveforms of io1，io2 and vo

圖11 為所提LED 驅(qū)動(dòng)電源的效率和PF 曲線。由圖11 可見(jiàn)，驅(qū)動(dòng)電源的功率因數(shù)均在0.98以上。由于是單級(jí)功率變換器，所以本文所提出的LED 驅(qū)動(dòng)電源效率較高，最高效率為93.5%。

圖11 效率和PF 曲線Fig.11 Curves of efficiency and PF

4 結(jié)語(yǔ)

傳統(tǒng)的單級(jí)Buck LED 驅(qū)動(dòng)電源存在輸入電流死區(qū)，導(dǎo)致諧波電流大。本文提出了一種整合式單開關(guān)兩路恒流輸出LED 驅(qū)動(dòng)電源。該LED 驅(qū)動(dòng)電源由非隔離Buck-Boost 變換器和Buck 變換器通過(guò)一個(gè)有源開關(guān)整合而成，簡(jiǎn)化了控制環(huán)路。采用恒通時(shí)間COT（constant on-time）控制，消除了Buck 變換器輸入電流的死區(qū)。因此，該LED 驅(qū)動(dòng)電源的輸入電流諧波很容易達(dá)到IEC61-000-3-2 C 類法規(guī)限值。利用電容充放電平衡特性，實(shí)現(xiàn)了2 條輸出支路的無(wú)源均流。結(jié)合Buck-Boost 變換器功率因數(shù)高與Buck 變換器效率高的特點(diǎn)，該LED 驅(qū)動(dòng)電源可以在全范圍輸入應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)高效率和高功率因數(shù)。最后，搭建了一臺(tái)56 W 的兩路輸出實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，最高效率達(dá)到93.5%，驗(yàn)證了理論分析的正確性。