五開關(guān)H橋逆變器改進(jìn)PWM控制方法的研究

葉滿園，章俊飛，陳 樂

（華東交通大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，南昌330013）

多電平逆變器具有輸出電壓電平數(shù)多、諧波含量小和波形更接近正弦波等優(yōu)點[1]。近些年來，多電平逆變器在高壓大容量的場合被廣泛應(yīng)用[2]。多電平逆變器主要有：二極管鉗位型、飛跨電容型和級聯(lián)型3種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[3]。

多電平逆變器的研究主要集中在其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[5-8]和調(diào)制策略兩大方面[9]。文獻(xiàn)[10]介紹了混合鉗位型五電平逆變器，該拓?fù)渌枰拈_關(guān)器件和電容較多，提出了2種調(diào)制策略：改進(jìn)的載波移相脈寬調(diào)制PWM（pulse width modulation）策略和基于最優(yōu)零序電壓注入的平衡控制同時控制，其控制方法較為復(fù)雜，在求解最優(yōu)零序電壓的時候，計算也比較復(fù)雜，求解精度不高；文獻(xiàn)[11]介紹了2單元級聯(lián)H橋五電平逆變器，提出了載波移相SPWM控制策略，該控制策略算法簡單，可以擴(kuò)展到N個H橋級聯(lián)，但該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所需開關(guān)器件較多，開關(guān)損耗大；鑒于上述問題，文獻(xiàn)[12]提出了一種僅需5個開關(guān)器件的單相五電平逆變器，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在輸出五電平相電壓的情況下，要比傳統(tǒng)的五電平逆變器所需的功率開關(guān)器件少，開關(guān)損耗降低，且PWM控制電路得到了簡化，裝置體積減小了，提高了系統(tǒng)的可靠性。

針對這種5開關(guān)5電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本文對其研究了PWM策略，提出了基于載波移相脈寬調(diào)制CPS-PWM（carrier phase shift-pulse width modulation）的改進(jìn)型控制方法，通過仿真和實驗研究驗證了該方法是正確可行的。

1 5開關(guān)H橋逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

5開關(guān)H橋逆變器拓?fù)淙鐖D1所示。與傳統(tǒng)的單元H橋相比，該拓?fù)湓黾恿?個輔助電路，由4個鉗位二極管 D6、D7、D8、D9和功率開關(guān)管 T5構(gòu)成；直流側(cè)電容Cd1=Cd2，電容電壓均為E；5開關(guān)H橋輸出電壓為Uo。

表1 5種電平對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switching states corresponding to five levels

輔助電路實現(xiàn)了能量的雙向流動，使直流電壓源的能量按照H橋的4個功率開關(guān)管的通斷控制，有序組合出五電平相電壓 Uo，Uo有 5種電平：±2E、±E、0，這5種電平由開關(guān)組合的狀態(tài)來合成，五開關(guān)H橋逆變器輸出電壓Uo的5種電平對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài) T1～T5如表 1 所示，表中“1”表示導(dǎo)通，“0”表示關(guān)斷。

2 5開關(guān)H橋逆變器PWM策略

傳統(tǒng)2單元H橋兩級級聯(lián)采用單極倍頻載波移相脈寬控制方法，正好也是輸出5電平電壓，因此可將該控制方法應(yīng)用于5開關(guān)H橋逆變器。將傳統(tǒng)的2單元H橋級聯(lián)得到的5電平輸出電壓作為5開關(guān)H橋逆變器的輸出目標(biāo)，再結(jié)合其4種工作模式，逆向推導(dǎo)出5個開關(guān)器件的PWM信號。

首先要得到1個虛擬的5電平輸出電壓，實現(xiàn)方法如下：將2單元傳統(tǒng)H橋級聯(lián)，由于采用的是單極性調(diào)制法，2個正弦調(diào)制波VmA、VmB幅值和頻率相等，相位相差180°，如圖2所示，它們分別作為傳統(tǒng)H橋左右半橋的調(diào)制信號，2個相位差為Tc/4的三角載波Vc1、Vc2的頻率為fc，周期為Tc。然后將調(diào)制得到的左右半橋開關(guān)器件的函數(shù)相減，就得到了虛擬的3電平電壓波形V3-1和V3-2，再把得到的2個虛擬3電平相加，就得到了虛擬的5電平電壓V5，虛擬5電平得到過程如圖2所示。

結(jié)合表1的開關(guān)模式和圖2的虛擬5電平來分析開關(guān)器件的PWM信號。從表1的開關(guān)模式來看，開關(guān)T2、T4在輸出電壓的1個周期內(nèi)，開關(guān)狀態(tài)只變化1次，頻率為基波頻率。開關(guān)T1、T3的開關(guān)狀態(tài)在每個電平段都發(fā)生變化。開關(guān)T5的開關(guān)狀態(tài)完全取決于T1、T3的開關(guān)狀態(tài)。從V5電平段的變化來看，在E～2E電平段，只有開關(guān)T1頻繁通斷工作；在0～E電平段，只有開關(guān)T3頻繁通斷工作；在-E～0電平段，只有開關(guān)T1頻繁通斷工作；在-2E～-E電平段，只有開關(guān)T3頻繁通斷工作。因此，在輸出電壓整個周期-2E～2E的5個電平段，頻繁動作的開關(guān)依次是 T3、T1、T3、T1， 并且處于同一半橋的 T1、T3開關(guān)狀態(tài)并非純互補(bǔ)關(guān)系，而T5只是跟隨每個電平段有頻繁通斷動作的開關(guān)T1或T3作互補(bǔ)動作，開關(guān)T2、T4只動作1次。

圖2和圖3結(jié)合起來就是5開關(guān)H橋逆變器改進(jìn)型載波移相脈寬控制原理。其中圖3（a）是虛擬V5等效及其對應(yīng)的4種工作模式，表示為

這4種工作模式?jīng)Q定了圖3（b）脈沖作用時間段，共分為 6 個時間段：P1、P2、P3、P4、P5、P6。 根據(jù)參考電壓Vref的幅值，每個模式的運行區(qū)間在一定時間內(nèi)變化。

參考電壓Vref的表達(dá)式為

式中，M為調(diào)制度。在高調(diào)制度M∈（0.5，1]時，令Vref=E，由式（5）可得 θ1，即

θ1與 θ2、θ3、θ4的關(guān)系為

信號CA和信號CB來自于虛擬五電平，且信號CA和信號CB是不唯一的，要根據(jù)本文的4種工作模式來取。CA是由V5=2及V5=-2，再做“或”運算得到的，同理，CB是由V5=0得到的。開關(guān)驅(qū)動信號T1～T5由信號CA和信號CB，通過脈沖作用時間段生成。開關(guān)函數(shù)為

當(dāng)在高調(diào)制度M∈（0.5，1]時，傳統(tǒng)的H橋兩級級聯(lián)輸出的5電平電壓作為5開關(guān)H橋逆變器輸出的目標(biāo)電壓；但當(dāng)在低調(diào)制度M∈（0，0.5]時，不管是采用載波移相PWM，還是載波層疊PWM，H橋兩級級聯(lián)輸出電壓均會出現(xiàn)降電平的現(xiàn)象，輸出電壓為3電平。所以在低調(diào)制度下，5開關(guān)H橋逆變器輸出電壓也為3電平，且只存在2種工作模式，即模式B和模式C，則有

此時，模式B、模式C對應(yīng)的脈沖作用時間段均為1/2個輸出周期，即正半周期Po+、負(fù)半周期Po-，由于信號CA對應(yīng)的是模式A、模式 D，可忽略，取信號CB即可。由V5=0可得，低調(diào)制度下V5為虛擬3電平。 把它們代入式（10）～式（14）就可得到低調(diào)制度下的開關(guān)函數(shù)。

3 仿真研究

為了分析驗證該調(diào)制策略的可行性，在圖1所示的拓?fù)浣涣鱾?cè)接入LC濾波器和阻性 （或感性、容性）負(fù)載，在Matlab/Simulink平臺上進(jìn)行仿真研究。仿真參數(shù)：直流側(cè)電壓2E=48 V，直流側(cè)電容Cd1=Cd2=4 700 μF，載波頻率 fc=1.5 kHz，調(diào)制波頻率fm=50 Hz。表2為不同調(diào)制度不同負(fù)載的仿真參數(shù)。

圖4為調(diào)制度M=0.9時5個開關(guān)脈沖信號的仿真波形， 顯然 T2、T4是低頻信號，T1、T3是中高頻信號，T5是高頻信號。圖5、圖6、圖7分別為調(diào)制度M=0.9、0.6、0.4時逆變器在阻性負(fù)載、感性負(fù)載、容性負(fù)載下輸出的仿真波形。其中Uo為逆變器輸出電壓，U*o為濾波后電阻兩端電壓，io為逆變器輸出電流。從圖 5（a）、圖 6（a）、圖 7（a）可以看出，不同調(diào)制度下，逆變器輸出電壓波形發(fā)生了改變。在高調(diào)制度下，即M=0.9或M=0.6時，逆變器輸出電壓為5電平。根據(jù)式（6）～式（9）可知，當(dāng)調(diào)制度發(fā)生改變時，θ角隨之發(fā)生變化，4種工作模式發(fā)生改變，逆變器的輸出5電平電壓波形不一致，與圖5（a）、圖6（a）所示的仿真波形情況一致。在低調(diào)制度下即M=0.4時，逆變器輸出電壓從五電平降到了3電平，如圖7（a）所示仿真波形。 圖 5～圖 7 中的（b）（c）（d）分別為不同調(diào)制度下不同負(fù)載的工作情況。從圖中可以看出，不管是在高調(diào)制度還是低調(diào)制度下，不論負(fù)載性質(zhì)（阻性、感性、容性），逆變器輸出電流io和電阻兩端電壓均為波形質(zhì)量較好的正弦波。雖然當(dāng)負(fù)載為容性時，輸出電流io和電阻兩端電壓波形起始位置出現(xiàn)了輕微的振蕩，但在0.01 s后，波形趨于正弦波，并不會影響逆變器的工作性能。

表2 不同調(diào)制度（M=0.9,0.6,0.4）下不同負(fù)載的仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters of different loads at different modulation degrees（M=0.9,0.6,0.4）

圖8是不同調(diào)制度下逆變器輸出電壓Uo的頻譜。從圖中可以看出，當(dāng)M=0.9時，THD=33.45%；當(dāng)調(diào)制度下降到M=0.6時，THD增加到了44.54%，輸出電壓Uo依然是5電平；但當(dāng)M=0.4時，此時輸出電壓Uo為3電平，THD增加到了76.98%，符合實際情況。而且由于單極倍頻載波移相調(diào)制策略的應(yīng)用，輸出電壓Uo的等效開關(guān)頻率為4fc，即載波頻率的4倍，與圖8頻譜分析仿真結(jié)果一致，諧波主要包含4n（n為自然數(shù)）倍載波次諧波及其邊帶諧波分量。該PWM控制方法使得逆變器輸出的等效開關(guān)頻率為載波頻率的4倍，使諧波群更容易濾除，提高逆變器的工作性能。

4 實驗驗證

為了證明本文提出的5開關(guān)H橋五電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其改進(jìn)型脈寬控制方法的可行性與正確性，搭建了5開關(guān)H橋逆變器的實驗平臺進(jìn)行驗證。該平臺采用DSP（TMS320F28335）進(jìn)行控制，開關(guān)器件采用絕緣柵雙極型晶體管IGBT（insulated gate bipolar transistor）。實驗時，直流電壓2E=100 V，直流側(cè)電容Cd1=Cd2=4 700 μF,載波頻率為1.5 kHz，調(diào)制波頻率為50 Hz。實驗參數(shù)跟仿真參數(shù)一致，進(jìn)行了不同調(diào)制度下不同負(fù)載的驗證。

圖9是M=0.9時5個開關(guān)脈沖信號的實驗波形，與仿真結(jié)果基本一致。圖10～圖12是該逆變器在不同調(diào)制度下不同負(fù)載時的輸出實驗波形。從實驗波形中可以看出，經(jīng)過濾波電路后，負(fù)載兩端電壓和逆變器輸出電流io趨于正弦波，調(diào)制度越高，波形質(zhì)量更好，越接近正弦波。由于容性負(fù)載下電容取值偏大，造成波形存在少許振蕩。

圖13是逆變器在不同調(diào)制度下輸出相電壓頻譜分析，從頻譜分析可知，雖然調(diào)制度不同，但諧波還是主要集中分布以6 kHz為中心的邊帶諧波附近，與圖8仿真結(jié)果一致。

5 結(jié)論

本文針對5開關(guān)H橋逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和PWM策略進(jìn)行了分析和研究，提出了基于載波移相改進(jìn)型脈寬控制方法。通過在Matlab/Simulink仿真和實驗平臺進(jìn)行驗證，結(jié)論如下。

（1）仿真研究和實驗驗證了該PWM控制方法的可行性，而且該方法在為其他多電平逆變器基于載波SPWM控制時提供了思路和分析方法。

（2）仿真研究和實驗驗證了在輸出相等五電平相電壓的情況下，5開關(guān)H橋逆變器需要的開關(guān)器件更少，大大減少了開關(guān)損耗，在實際的應(yīng)用中，縮小了成本，實用價值更高。