全橋直流變換電路分析與仿真

葛笑寒

(三門(mén)峽職業(yè)技術(shù)學(xué)院,河南三門(mén)峽472000）

引言

隔離型直流變換電路主要有正激、反激、半橋、全橋和推挽電路等。全橋電路也被稱(chēng)為H橋電路，電路中的變壓器雙向勵(lì)磁，容易達(dá)到大功率，故在大功率工業(yè)用電源、焊接電源、電解電源等領(lǐng)域廣泛應(yīng)用。該電路變壓器二次側(cè)有全波整流全橋整流兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。全波電路中只需要兩個(gè)二極管，元件數(shù)較少，損耗小。文獻(xiàn)[1]研究了隔離型半橋變換器,該電路由兩個(gè)交替工作的正向變換器構(gòu)成，器件的最大占空比必須低于0.5以防止初級(jí)側(cè)的跨導(dǎo)擊穿輸入源。在負(fù)載電感電流連續(xù)和斷續(xù)條件下，仿真了不同占空比時(shí)的輸出電壓。文獻(xiàn)[2]研究了隔離型全橋變換電路原理。該電路原邊四個(gè)全控器件交替工作，原邊開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力是半橋變換的一半。二次側(cè)采用全橋整流，每個(gè)器件承受電壓為二次側(cè)電壓的一半，輸出電壓是半橋的兩倍。由于開(kāi)關(guān)器件增多，提高了成本。

二次側(cè)采用全波整流，能量傳遞時(shí)僅通過(guò)一個(gè)二極管，整流器的二次繞組幾乎沒(méi)有損耗，提高了效率。

1.隔離型全橋變換電路工作原理

全橋電路中互為對(duì)角的兩個(gè)開(kāi)關(guān)同時(shí)導(dǎo)通或者關(guān)斷，通過(guò)改變開(kāi)關(guān)的占空比，就改變了輸出電壓Uo。如圖1所示，當(dāng)S1與S4開(kāi)通后，變壓器原邊N1流入電流，則變壓器的副邊電流必須從副邊繞組的同名端流出，故二極管VD2截止，VD1導(dǎo)通，電感L的電流逐漸上升。在此階段中，副邊整流橋的上橋臂工作；同理，S2與S3開(kāi)通后，由于原邊電流從N1繞組的同名端流出，副邊電流也必須進(jìn)入同名終端，但對(duì)于中心抽頭變壓器，VD1無(wú)法形成該電流，故二極管VD1截止，VD2導(dǎo)通，電感L的電流也上升。在實(shí)際電路中，四個(gè)開(kāi)關(guān)管器件必須由反并聯(lián)二極管提供能量的反饋通道。當(dāng)四個(gè)開(kāi)關(guān)都關(guān)斷時(shí)，漏感通過(guò)S2、S3變壓器繞組N1中的電流為零，VD1和VD2都處于通態(tài)，各分擔(dān)一半的電流。電感L的電流逐漸下降，S1、S4和S2、S3斷態(tài)時(shí)承受的峰值電壓均為Ui。

圖1 帶隔離變壓器的全橋電路原理圖

若四個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間不對(duì)稱(chēng)，則交流電壓中將含有直流分量，會(huì)在變壓器一次電流中產(chǎn)生很大的直流分量電流，并可能造成磁路飽和。因此全橋應(yīng)注意避免直流電流分量的產(chǎn)生，也可以在一次回路電路中串聯(lián)一個(gè)電容，以阻斷直流電流。為了避免同一側(cè)半橋中上下兩開(kāi)關(guān)在換流過(guò)程中發(fā)生短暫的同時(shí)導(dǎo)通而損壞開(kāi)關(guān)的現(xiàn)象，每個(gè)開(kāi)關(guān)各自的占空比不能超過(guò)50%，并應(yīng)留有裕量。即在一對(duì)電力開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷和另外一對(duì)電力開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通之間預(yù)留一個(gè)死區(qū)時(shí)間，該時(shí)間至少是一個(gè)開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間。以防止同一橋臂的S1和S2，或者S3、S4同時(shí)導(dǎo)通造成短路。

圖2 全橋電路原理圖及理想化工作波形

1.1 變換器的連續(xù)工作模式

對(duì)于電感的半個(gè)穩(wěn)態(tài)周期中，在不考慮寄生損耗的情況下，有

所以

1.2 變換器的斷續(xù)工作模式

理論上，全橋變換器在環(huán)流階段電感電流降為零，進(jìn)入DCM狀態(tài)，即斷續(xù)工作狀態(tài)[3]。但是輸出電感釋放所有能量到負(fù)載的效率不高，當(dāng)電感電流減少到一半時(shí)二極管VD2截止，勵(lì)磁電流經(jīng)過(guò)VD1流向負(fù)載，釋放能量真正進(jìn)入DCM狀態(tài)。輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓Uo隨負(fù)載減小而升高，在負(fù)載電流為零的極限情況下，。

2.MATLAB建模與仿真

2.1 建立仿真模型

仿真模型如圖3所示，主電路主要有直流電源DC、四個(gè)IGBT器件及電力二極管，變壓器及負(fù)載構(gòu)成[4]。直流參數(shù)設(shè)置為200V，負(fù)載為純電阻，大小為10歐姆，電容參數(shù)為0.1微法，電感參數(shù)為0.01H,變壓器參數(shù)變比為50:50:50，頻率為50HZ；控制電路的模型由兩個(gè)脈沖發(fā)生器控制，分別控制對(duì)角的兩個(gè)IGBT，發(fā)生器峰值設(shè)置為10，周期為0.02S，寬度為50%，相位延遲為0；另外一個(gè)觸發(fā)器脈沖延遲為0.01S，其他參數(shù)與上一個(gè)觸發(fā)器相同。

圖3 仿真模型的建立

2.2 仿真結(jié)果及分析

仿真波形從上到下依次為IGBT器件通過(guò)S1管的電流is1,開(kāi)關(guān)器件S1的電壓US1，輸出電壓UO，變壓器二次側(cè)電壓U2和濾波電感電流Il。

電感電流連續(xù)時(shí)的仿真圖如圖4所示，當(dāng)電感值增大時(shí)，取0.1H,負(fù)載電阻為10歐姆，電容為1000微法，脈沖寬度為0.45，變壓器變比不變。此時(shí)負(fù)載電感電流IL連續(xù)，且接近于10A。全控器件S1的電流IS1的最大值也接近10A，電壓波形和斷續(xù)時(shí)基本相同。根據(jù)理論分析，當(dāng)負(fù)載濾波電感電流連續(xù)，輸出電壓。仿真模型中數(shù)字示波器顯示輸出電壓為87V，基本接近理論值。輸出電壓隨著脈沖寬度的減小而減小。為了避免管子損壞，脈沖寬度一般小于0.5。通過(guò)仿真波形分析發(fā)現(xiàn)，當(dāng)電流連續(xù)時(shí)，輸出電壓UO和理論分析相同。

濾波電感電流斷續(xù)時(shí)的波形如圖5所示，當(dāng)功率管S1和S4的門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓Ug1為10V時(shí)，周期為0.02秒，脈沖寬度為0.4時(shí)，全控器件S1和S4開(kāi)通，S1器件流過(guò)的電流iS1，而S1兩端的電壓則為零；當(dāng)Ug為零時(shí)，全控器件S1和S4關(guān)斷，S1中電流為零，S1兩端的電壓為電源電壓的一半，當(dāng)滯后半個(gè)周期的Ug2出現(xiàn)時(shí)，S1兩端承受電源電壓，故在一個(gè)周期內(nèi)成階梯矩形波。根據(jù)理論分析，當(dāng)負(fù)載濾波電感電流斷續(xù)，且負(fù)載電流為零的極限條件下，輸出電壓UO只和變壓器的變比及電源電壓有關(guān)。設(shè)置濾波電感值0.003H,負(fù)載電容為10微法，電阻值為10千歐姆，占空比為0.4，變壓器一次和二次的變比為1：1，得到輸出電UO壓接近于電源電壓100V。因?yàn)閷?duì)角兩組全控器件S1、S4和S2、S3以50HZ的頻率開(kāi)通和關(guān)斷，因此在變壓二次側(cè)到電壓波形U2為正負(fù)交替的矩形波信號(hào)，該波形隨占空比改變而改變。電壓器右側(cè)為單向全波整流電路，把交流信號(hào)轉(zhuǎn)換成直流電壓信號(hào)。由于此處設(shè)置的電感值極小，而電阻值很大，故電感和負(fù)載電流近似為零。通過(guò)仿真波形分析發(fā)現(xiàn)，當(dāng)電流斷續(xù)時(shí)，輸出電壓UO只和變比及電源電壓有關(guān)。

3.結(jié)語(yǔ)

詳細(xì)分析隔離型全橋電路工作原理。使用MATLAB/Simulink仿真軟件建立了仿真模型，并分別對(duì)負(fù)載電感電流連續(xù)和斷續(xù)兩種情況下，對(duì)理論分析過(guò)程進(jìn)行仿真。結(jié)果表明，兩種工作模式下的仿真效果和理論分析完全一致。輸出采用全波電路，電感L的電流回路中只有一個(gè)二極管壓降，損耗小，輸出電壓也完全達(dá)到了輸出采用全橋電路的效果。和直流斬波電路相比，該電路安全、抗干擾性更強(qiáng)，且整流電路中只需要兩個(gè)二極管，元件數(shù)較少。在中低電壓領(lǐng)域應(yīng)用廣泛。

圖5 濾波電感電流斷續(xù)時(shí)的波形