磁性天線數(shù)字化全向圖合成方案設(shè)計(jì)*

周思同 王永斌 李 亮

(海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院 武漢 430033)

磁性天線數(shù)字化全向圖合成方案設(shè)計(jì)*

周思同 王永斌 李 亮

(海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院 武漢 430033)

為了解決磁天線接收信號(hào)存在盲區(qū)的問題,提出一種可以用希爾伯特濾波器來完成的寬帶甚低頻水下通信全向接收新方法,完成數(shù)字化全向接收的理論推導(dǎo)。在未知信號(hào)載波頻率的條件下,可實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)進(jìn)行寬帶移向,從而完成磁性天線數(shù)字化全向合成。仿真結(jié)果表明,設(shè)計(jì)方案合理可行,可用于寬頻帶信號(hào)全向天線的數(shù)字化合成。

全向天線; 希爾伯特濾波; Quartus Ⅱ; 寬帶移向

Class Number TN911.73

1 引言

磁性天線與電天線相比具有體積小、靈敏度高和抗干擾能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn),使得其在無線電信號(hào)接收中得到越來越多的應(yīng)用[1]。但磁性天線的方向圖是一個(gè)“8”字形,接收信號(hào)時(shí)存在明顯盲區(qū)。因此在實(shí)際使用中,通常采用兩根磁性天線,方向上互相垂直放置,再通過相應(yīng)的信號(hào)合成電路來達(dá)到全方向上的接收[2～3]。使用模擬電路進(jìn)行方向圖合成,電路相對(duì)簡單,但是存在調(diào)試復(fù)雜,移相精度不高等缺點(diǎn)。而數(shù)字信號(hào)方向合成電路規(guī)模小,數(shù)字移相精度高。

蔡櫻等提出用時(shí)延的方式使信號(hào)移相90°,從而實(shí)現(xiàn)甚低頻水下全向數(shù)字接收。而本文提出應(yīng)用希爾伯特濾波器在未知信號(hào)載波頻率的條件,實(shí)現(xiàn)對(duì)任意載波頻率的信號(hào)進(jìn)行90°的相位,最終通過軟件來完成天線全向接收功能。

2 全向磁性天線的方向圖合成原理

全向磁性天線基本原理如圖1所示。假設(shè)θ為來波方向與天線1的軸向夾角,天線的接收頻率為ω的信號(hào)。從天線1接收來的信號(hào)為Ucsinθsinωt,從天線2接收來的信號(hào)為Uccosθsinωt?？梢钥闯?無論來波為哪個(gè)方向,則其中至少有一根天線可接收到信號(hào),從而避免天線軸向的接收出現(xiàn)盲區(qū)。從兩根天線來的信號(hào)進(jìn)入方向圖合成電路,把方向圖相互正交的“8”字形信號(hào)進(jìn)行合成,輸出一路合成信號(hào)。這路合成信號(hào)是方向圖為圓形的信號(hào)。

單位抽樣響應(yīng)h(n)為

(1)

其頻率響應(yīng)為

(2)

則離散信號(hào)x(n)的離散希爾伯特變換可以表示為

(3)

但要注意的是,利用FIR濾波器實(shí)現(xiàn)希爾伯特變換將會(huì)使輸出信號(hào)延遲N/2(N為濾波器系數(shù)長度),因此利用延時(shí)器使兩路信號(hào)同步。

圖1 全向磁性天線的合成原理圖

3 Matlab輔助設(shè)計(jì)與仿真

用Matlab中的FDAtool可以快速、有效地設(shè)計(jì)希爾伯特寬帶濾波器,要求采樣頻率為400KHz,通頻帶為10KHz～190KHz,濾波階數(shù)為60,圖2為濾波器抽頭系數(shù)。圖3為濾波器幅頻特性?？梢钥闯鱿柌貫槿V波器,過渡帶陡峭。

圖2 濾波器抽頭系數(shù)

圖3 希爾伯特濾波器幅頻特性

如圖4所示,利用Simulink工具對(duì)信號(hào)進(jìn)行合成仿真。頻率為50kHz,幅度分別為5和10的信號(hào)作為輸入信號(hào),驗(yàn)證對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)點(diǎn)是否滿足相位相差90°。仿真結(jié)果如圖5所示,信號(hào)1為幅度為5,頻率為50kHz的正弦波經(jīng)過希爾伯特濾波器的輸出,信號(hào)2為幅度10,頻率為50kHz的正弦波經(jīng)過30個(gè)單位延時(shí)輸出,經(jīng)比較可發(fā)現(xiàn)信號(hào)1可以準(zhǔn)確的移相90°,第三個(gè)波形為兩組信號(hào)相加的結(jié)果,即接收的是全向信號(hào)。

圖4 Simulink仿真

圖5 仿真結(jié)果

4 基于FPGA的方向圖合成功能實(shí)現(xiàn)

FPGA選用ALTERA公司CycloneII系列EP2C70F672C8芯片,門數(shù)資源非常豐富,可滿足目前絕大多數(shù)的信號(hào)處理硬件編程和控制能力。本設(shè)計(jì)采用Quartus Ⅱ軟件平臺(tái)下的VHDL硬件描述語言進(jìn)行軟件編程,并通過quartus Ⅱ完成硬件的下載,測試,利用Signal Tap Ⅱ Logic Analyzer觀察硬件輸出波形。

4.1 時(shí)鐘分頻模塊

由于開發(fā)板自帶10MHz晶振,為了得到400KHz的時(shí)鐘信號(hào),需要進(jìn)行分頻。分頻原理及分頻系數(shù)的設(shè)定:通過鎖相環(huán)由10MHz晶振產(chǎn)生20MHz時(shí)鐘,再由20MHz分頻得到400kHz。20MHz與400kHz相差50倍,50/2=25,設(shè)定分頻變量為0～24即VARIABLE cnt: INTEGER RANGE 0 TO 24[5]。

4.2 信號(hào)發(fā)生器模塊

數(shù)控振蕩器NCO IP core具有附加的相位、頻率調(diào)制功能,滿足各種數(shù)字信號(hào)處理的需要,利用NCO設(shè)計(jì)采樣率為10MHz、頻率為50kHz的正弦波數(shù)字信號(hào),經(jīng)過400KHz的低速A/D采樣轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)送入希爾伯特濾波器,另一路信號(hào)同樣經(jīng)過低速率A/D采樣和30個(gè)時(shí)鐘周期的延時(shí)模塊。

4.3 寬帶移相濾模塊

利用數(shù)字信號(hào)處理IP(Intellectual property)Core設(shè)計(jì)濾波器,由于FDAtool計(jì)算出的值是一個(gè)有符號(hào)小數(shù),而在FIR IP Core濾波器模型需要一個(gè)整數(shù)(有符號(hào)整數(shù)類型)作為濾波器系數(shù)[6],所以必須進(jìn)行量化。把matlab生成的濾波器系數(shù)經(jīng)過量化后導(dǎo)入FIR IP Core,量化后的濾波器系數(shù)如圖6所示。

圖6 FIR IP Core量化系數(shù)圖

4.4 采用FPGA的實(shí)現(xiàn)方案

圖7所示為NCO產(chǎn)生的正弦波進(jìn)入數(shù)字信號(hào)合成器。圖8為全向天線數(shù)字信號(hào)合成原理圖。它由14位400KHz低速A/D采樣寄存器,鎖相環(huán),分頻器,延時(shí)器,希爾伯特濾波器,14位加法器,14位400KHz低速D/A采樣寄存器七個(gè)模塊組成。

在Quartus Ⅱ中,用Signal Tap Ⅱ Logic Analyzer觀察希爾伯特濾波器移相情況。如圖9所示,第一路為NCO產(chǎn)生的采樣率10MHz,頻率為50KHz的正弦信號(hào)。第二路為信號(hào)經(jīng)過400KHz低速A/D采樣的輸出并送入希爾伯特濾波器前的波形。第三路為數(shù)字信號(hào)經(jīng)過希爾伯特濾波器移相輸出后的波形?？梢悦黠@看出信號(hào)二和信號(hào)三發(fā)生90°的相位變化而頻率沒有改變。圖10為經(jīng)過移相和延時(shí)的兩路信號(hào)經(jīng)過14位加法器的輸出情況。第二路與第三路信號(hào)相加得到第一路信號(hào)。

圖7 FPGA仿真原理圖1

圖8 FPGA仿真原理圖2

圖9 Hilbert濾波器移相

圖10 兩路數(shù)字信號(hào)相加

由于濾波器通帶范圍為10KHz～190KHz,用FDAtool設(shè)計(jì)希爾伯特濾波器采樣率必須為濾波器截止頻率和通帶頻率之和的2倍,即400KHz。而A/D采樣速率要與濾波器采樣速率相等。與頻率為50KHz的信號(hào)相比,雖然400KHz的采樣率較低,但采樣之后的數(shù)字信號(hào)可以完整地保留原始信號(hào)中的信息。輸出的數(shù)字信號(hào)經(jīng)過400KHz時(shí)鐘的D/A可以恢復(fù)出原始信號(hào)。

5 結(jié)語

實(shí)踐證明使用FDAtool設(shè)計(jì)濾波器,并在Simulink環(huán)境下仿真,利用現(xiàn)成的IP Core資源在FPGA器件上實(shí)現(xiàn),提高了FIR濾波器的設(shè)計(jì)質(zhì)量,加快了設(shè)計(jì)進(jìn)度,驗(yàn)證結(jié)果直觀明了。但如果天線信號(hào)小到微伏級(jí)別,目前還沒有如此靈敏的A/D轉(zhuǎn)換器可以直接抽樣而數(shù)字化,所以部分模擬處理必須保留[7～8]。

針對(duì)所提出的數(shù)字寬帶全向天線合成原理,應(yīng)用Matlab和FPGA仿真技術(shù),可以實(shí)現(xiàn)兩路頻率在10KHz～190KHz寬帶信號(hào)數(shù)字移向并相加。通過改變FIR濾波器的階數(shù)和濾波器系數(shù),可以靈活設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)不同頻帶寬度的磁性天線信號(hào)合成,可移植性較好。隨著各類數(shù)字信號(hào)處理的IP Cores的進(jìn)一步完善,基于FPGA系統(tǒng)的應(yīng)用會(huì)更加廣泛[9～10]。

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Digital Magnetic Antenna Omnidirectional Synthetic Pattern

ZHOU Sitong WANG Yongbin LI Liang

(Electronic Engineering College, Naval University of Engineering, Wuhan 430033)

According to the design of Matlab’s FDAtool analysis software, a Hilbert filter for 90 degrees phrase shift on the signal is designed. Combine it with another delay signal, so as to achieve the purpose of omindirectional receiving. VHDL language generated by signal compiler in the Quartus Ⅱ environment is compiled, the project is established, download to the hardware, and the hardware output waveform is observed by signal tap Ⅱ Logic analyzer. The simulation results show that the design scheme is feasible, which can be used for digital synthetic omnidirectional antenna.

omnidirectional antenna, Hilbert filter, Quartus Ⅱ, phase shift

2014年5月7日,

2014年6月11日 作者簡介:周思同,男,碩士研究生,研究方向:無線通信。王永斌,男,教授,碩士生導(dǎo)師,研究方向:艦船無線通信。李亮,男,碩士研究生,研究方向:無線通信。

TN911.73

10.3969/j.issn1672-9730.2014.11.029