減小占空比丟失磁集成結(jié)構(gòu)的單相升壓逆變器研究

蔣贏， 潘三博， 張希， 李建國(guó)， 胡鵬

（1.上海電機(jī)學(xué)院 電氣學(xué)院，上海 200240;2.上海交通大學(xué)機(jī)械與動(dòng)力工程學(xué)院，上海 200240）

0 引言

目前，在智能電網(wǎng)尤其在微網(wǎng)環(huán)境中，分布式發(fā)電系統(tǒng)的作用將越來越重要［1－3］。在小型戶用分布式發(fā)電系統(tǒng)中，逆變器是整個(gè)系統(tǒng)最核心、最重要的設(shè)備［4－9］。由于各種微電源（風(fēng)能、太陽能、蓄電池等）一般電壓等級(jí)較低，逆變器要具備升壓的功能，并輸出符合市電要求的交流電以并網(wǎng)或直接供給本地負(fù)載。逆變器的研究一方面研究逆變器的拓?fù)浼捌淇刂撇呗缘确矫?另一方面要求逆變器具備高功率密度，即體積小，重量輕，因太陽能、風(fēng)能、燃料電池等環(huán)節(jié)單獨(dú)配備逆變器，可使分布式發(fā)電系統(tǒng)各種微電源實(shí)現(xiàn)即插即用，快速方便并入和撤離系統(tǒng)，且整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)靈活。因此，高功率密度逆變器是現(xiàn)在的主要研究方向。

為提高逆變器的功率密度，就要盡量減少變換器中體積和重量最大的磁件的數(shù)量和體積，而采用磁集成結(jié)構(gòu)的逆變器使逆變器中電感和變換器等磁件從結(jié)構(gòu)上集成在一個(gè)磁件上，從而提高逆變器功率密度［10－14］。此外，設(shè)計(jì)良好的磁集成結(jié)構(gòu)還能改善逆變器電氣性能。因此，最近已經(jīng)開始有研究人員將磁集成技術(shù)引入到分布式發(fā)電系統(tǒng)電力電子變換器中，如文獻(xiàn)［15］中將磁集成技術(shù)用在蓄電池、超級(jí)電容等混合儲(chǔ)能分布式發(fā)電系統(tǒng)變換器中;文獻(xiàn)［16］中將平面磁集成技術(shù)應(yīng)用在燃料電池分布式發(fā)電系統(tǒng)雙向變換器中。

本文提出在基于移相全橋電路的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上，將倍壓整流側(cè)的雙濾波電感和高頻變壓器集成在一個(gè)磁芯上，即通過所提出的磁集成結(jié)構(gòu)來提高功率密度。在減少磁件數(shù)量和體積的同時(shí)，所提出的集成磁件還能改善電氣性能，即在保持濾波電感濾波功能和高頻變壓器升壓功能的基礎(chǔ)上，還能通過電感間的耦合作用快速降低循環(huán)電流，進(jìn)而減少占空比丟失，減少諧波含量，保證輸出交流電質(zhì)量。本文先分析了集成磁件的結(jié)構(gòu)，并分析了基于集成磁件的逆變器工作原理，最后通過實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 基于分布式發(fā)電系統(tǒng)的升壓逆變器

圖1所示為帶有升壓逆變器的分布式發(fā)電系統(tǒng)，風(fēng)能、太陽能、蓄電池等單獨(dú)配備升壓逆變器，再供給到電網(wǎng)或本地負(fù)載。相較統(tǒng)一的逆變器而言，某一風(fēng)能、太陽能、蓄電池等的撤離和并入系統(tǒng)都非常容易，不需停掉整個(gè)系統(tǒng)，系統(tǒng)設(shè)計(jì)靈活方便。因此，為滿足這一性能特性，要求逆變器具備高功率密度。圖2所示為本文所提出的逆變器，可將風(fēng)機(jī)、光伏電池、蓄電池等48VDC電壓升壓逆變輸出為220VAC的部分。

圖1 帶有升壓逆變器的分布式發(fā)電系統(tǒng)Fig.1 Distributed generation system with step-up inverter

圖2 本文所提的升壓逆變器Fig.2 The proposed step-up inverter

2 雙電感和變壓器磁集成結(jié)構(gòu)的數(shù)學(xué)模型

圖3（a）所示為雙電感和變壓器的集成磁件磁芯結(jié)構(gòu)，磁芯采用EE型磁芯，左柱上濾波電感Lf1繞組所產(chǎn)生的磁通為φLf1，右柱上濾波電感Lf2繞組所產(chǎn)生的磁通為φLf2，φT為變壓器產(chǎn)生的主磁通，濾波電感磁通φLf1和φLf2相互增強(qiáng)，為分析方便，變壓器副邊電壓電流方向按關(guān)聯(lián)方向選取。其中，iLf1、iLf2、iP和iS為濾波電感電流以及原副邊電流;NP和NS為原副邊匝數(shù)，NLf1和NLf2為左右兩個(gè)磁柱電感繞組匝數(shù)，匝數(shù)相等，令 NLf1=NLf2=NLf;Rm1、Rm2和Rm3為左右兩個(gè)側(cè)柱和中柱的磁阻，且三柱取相同氣隙，則 Rm1=Rm2=2Rm3。根據(jù)圖 3（b）磁路圖，φLf1、φLf2和φT可表示為

根據(jù)電磁感應(yīng)定律，集成磁件中的電感電壓VLf1和 VLf2，可表示為

將式（1）代入式（2），即可得到集成磁件中電感的數(shù)學(xué)模型為

其中，Lf1和Lf2為電感的自感，MLf為電感間的互感，kT為變壓器原邊電壓對(duì)電感電壓的系數(shù)，且分別表示為

通過式（3）集成磁件中電感數(shù)學(xué)模型可得出，集成后的兩電感為磁通互相增強(qiáng)的耦合電感，除受自感和互感影響，也受變壓器原邊電壓影響，當(dāng)原邊電壓和kT較小時(shí)，集成磁件中的電感數(shù)學(xué)模型也可簡(jiǎn)化為普通耦合電感數(shù)學(xué)模型。

圖3 耦合電感的磁芯結(jié)構(gòu)Fig.3 Magnetic core structure of coupled inductors

同理，根據(jù)電磁感應(yīng)定律，集成磁件中的變壓器原副邊電壓VP和VS為

結(jié)合式（1）和式（5）進(jìn)行分析，即可得到集成磁件中變壓器的數(shù)學(xué)模型為

其中，im為集成后變壓器的激磁電流，LP為變壓器原邊電感。激磁電流相對(duì)帶載時(shí)的原副邊電流較小，為方便變換器工作原理可忽略不計(jì)，即集成磁件中的變壓器原副邊電壓和電流滿足基本的匝比關(guān)系，即分析變換器電氣性能時(shí)，可按照傳統(tǒng)變壓器模型來分析。

3 基于磁集成結(jié)構(gòu)的逆變器工作原理

3.1 逆變器DC/DC級(jí)開關(guān)模態(tài)和減小占空比

圖2（b）所示為本文提出的升壓逆變器，分析工作原理前作如下說明：1）集成磁件中電感數(shù)學(xué)模型按式（3）來分析，變壓器數(shù)學(xué)模型可按傳統(tǒng)模型來分析，可令VP/VS=iS/iP=1/n;2）Vin為輸入直流電壓，開關(guān)管 S1－4和 Q1－4為理想開關(guān)管，其中 D1－4為S1－4反并聯(lián)二極管，VS1－4為開關(guān)管 S1－4的驅(qū)動(dòng)電壓;3）二極管Dr1－2和電容 Cr1－2構(gòu)成倍壓整流電路，Cr1=Cr2，電容電壓為 VCr1－2，倍壓整流后電壓為VDC，且 VDC=VCr1+VCr2，且 VCr1=VCr2=VDC/2;4）輸出交流電壓為Vo。圖4所示為DC/DC級(jí)的高頻工作波形，其中，T=t5－t0，T為半個(gè)工作周期，DonT=t1－t0，Don為正弦半波調(diào)制占空比。在每個(gè)周期中，基于耦合電感的DC/DC級(jí)移相全橋電路共有6個(gè)開關(guān)模態(tài)，圖5給出了各個(gè)開關(guān)模態(tài)的等效電路圖，可作如下工作模態(tài)分析：

1）開關(guān)模態(tài)1［t0，t1）（圖5（a））。從t0到 t1，S1和S4開通，變壓器原邊電壓為Vin，副邊電壓為nVin。Dr1導(dǎo)通，副邊電感Lf1開始儲(chǔ)能，電感電流iLf1（t）給Cr1充電，Dr2截止，iLf2（t）=0，iLf1（t）=iS（t）。電感Lf1上電壓VLf1和原邊電流iP（t）可表示為

圖4 DC/DC級(jí)的高頻工作波形Fig.4 High frequency operational waveforms of DC/DC stage

2）開關(guān)模態(tài)2［t1，t2）（圖5（b））。在 t1時(shí)刻，S1關(guān)斷，S4仍然開通，iP（t）通過D3進(jìn)行續(xù)流，則此期間開通S3，可實(shí)現(xiàn)S3的零電壓開通。由于D3導(dǎo)通，變壓器原邊電壓被嵌位為零，進(jìn)而副邊電壓為零。電感電流iLf1（t）續(xù)流，Dr1導(dǎo)通，iLf1（t）給Cr1通電，Dr2截止，iLf2（t）=0。耦合電感 Lf1上電壓 VLf1和原邊電流iP（t）可表示為

3）開關(guān)模態(tài) 3［t2，t3）（圖5（c））。在 t2時(shí)刻，S4關(guān)斷，原邊電流iP（t）由反并聯(lián)二極管D2和D3構(gòu)成回路。因此，此段時(shí)間內(nèi)不管是否開通S2，電流逆向流向電源，所以電源無法通過S2和S3向負(fù)載正向傳遞能量，造成占空比丟失。因原邊電流通過二極管逆向流經(jīng)電源，所以原邊電壓為－Vin，副邊電壓為－nVin，Dr1因iLf1（t）續(xù)流導(dǎo)通，Dr2因變壓器副邊電壓極性翻轉(zhuǎn)而導(dǎo)通。電感Lf1和Lf2上電壓可表示為

4）開關(guān)模態(tài)4［t3，t4）（圖 5（d））。在 t3時(shí)刻，iP（t）降到零，iLf1（t）=iLf2（t），iLf1（t）和 iLf2（t）繼續(xù)續(xù)流給Cr1和 Cr2充電，且 VLf1+VLf2=VCr1+VCr2=VDC。電感電壓和電流可表示為

5）開關(guān)模態(tài)5［t4，t5）（圖5（e））。從t4時(shí)刻起，iLf1（t）和iLf2（t）降到零，電感儲(chǔ)能釋放完畢。

6）開關(guān)模態(tài)6［t5，t6）（圖5（f））。從 t5時(shí)刻開始，下半周期開始，工作模態(tài)6和開關(guān)模態(tài)1分析相似。

圖5 各開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.5 Equivalent circuits of each modes

集成磁件減小占空比丟失主要在開關(guān)模態(tài)3。當(dāng)t5時(shí)刻開通S2時(shí)，要求電源向負(fù)載傳遞能量，但如果原邊電流還沒降為零，依然通過D2和D3續(xù)流流進(jìn)電源，無法使電源向負(fù)載正向傳遞能量，造成占空比丟失。而集成磁件的兩個(gè)電感由于有互感的引入，能使原邊電流逆向流進(jìn)電源的這段時(shí)間內(nèi)快速降為零，這主要因?yàn)榇硕螘r(shí)間內(nèi)的等效電感由于互感引入而大大降低，即式（14）中的（Lf1Lf2－M2Lf）/（Lf2+MLf）和（Lf1Lf2－M2Lf）/（Lf1+MLf）。由于互感M的引入，Lf1Lf2－M2Lf變小，進(jìn)而等效電感量減少，使iP（t）快速下降，從而減少占空比丟失。如果電感間的耦合為緊耦合的話，等效電感量理論上可為零。

3.2 逆變器DC/AC級(jí)工作原理

圖4所示的DC/DC級(jí)高頻工作波形中只給出了某一個(gè)移相區(qū)間的工作波形。為使倍壓整流側(cè)輸出正弦半波，占空比Don按照正弦半波規(guī)律進(jìn)行調(diào)制，即通過移相的方式使S1和S4以及S2和S3的重合區(qū)間按照正弦半波規(guī)律變化，即如圖6所示。最終，Don經(jīng)正弦半波SPWM移相調(diào)制，使倍壓整流側(cè)的兩個(gè)電容電壓VCr1和VCr2為正弦半波，因?yàn)閂DC=VCr1+VCr2，則VDC為正弦半波電壓。DC/DC級(jí)輸出的工頻半波正弦電壓VDC經(jīng)工頻逆變橋Q1－4產(chǎn)生交流電 Vo，即

由于逆變橋工作在工頻，且在過零點(diǎn)進(jìn)行切換，開關(guān)損耗可忽略不計(jì)，且控制方式簡(jiǎn)單可靠，控制成本低。

圖6 正弦半波移相調(diào)制Fig.6 Sinusoidal half wave phase shift modulation

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：直流電源輸入為48VDC，功率為120 W，交流輸出為220 VAC;DC/DC級(jí)的開關(guān)頻率為50 kHz，DC/AC級(jí)的開關(guān)頻率為50 Hz;Don按照正弦半波規(guī)律進(jìn)行控制，最大值為0.75;Cr1=Cr2=0.47 μF。為進(jìn)一步減少變換器中磁件的體積，將雙濾波電感和變壓器繞在一個(gè)EE型磁芯上，即采用鐵氧體EE52/28/20，中柱繞有變壓器繞組，NP=13，NS=58，左右兩側(cè)柱上繞有濾波電感，NLf1=NLf2=16，Lf1=Lf2=180 μH，互感 M=60 μH。

圖7給出了分立的耦合電感和變壓器以及耦合電感和變壓器三磁件集成的實(shí)物圖。圖7（a）為分立耦合電感和變壓器，共兩個(gè)磁芯，耦合電感的磁芯為 EI32/18/12，變壓器的磁芯為 EE42/21/20;圖7（b）為集成磁件，即耦合電感和變壓器集成在一個(gè)磁芯上，從而減少了磁件的數(shù)量和體積，因左右兩柱的最大磁密大于中柱磁密，所以集成磁件的磁芯比單獨(dú)的變壓器的磁芯大些，主要為了防止兩側(cè)柱磁飽和。如能專門定制磁芯，能進(jìn)一步減小體積。

圖7 分立磁件和集成磁件的對(duì)比Fig.7 the comparison of discrete magnetics and integrated magnetics

圖8所示為在Don的最大值為0.7時(shí)DC/DC級(jí)的50 kHz工作波形。圖8（a）所示為Don為0.7時(shí)原邊電流iP波形和變壓器原邊電壓VP波形，可見在占空比較大時(shí)，由于濾波電感間的耦合作用，原邊電流快速下降，減少了占空比的丟失。圖8（b）所示為Don為0.7時(shí)電感電流iLf1和iLf2的波形，即起到了濾波作用，同時(shí)也在占空比丟失期間通過耦合的作用使電流快速下降。圖8（c）所示為倍壓電容電壓VCr1和VCr2的波形，由于 VCr1和VCr2的波形是交替上升和下降，于是疊加后的VDC（VDC=VCr1+VCr2）具有更小的紋波。

圖8 DC/DC級(jí)高頻工作波形Fig.8 High frequency operating waveforms of DC/DC stage

圖9所示為額定負(fù)載下，Don經(jīng)正弦半波調(diào)制后的工頻50 Hz工作波形。圖9（a）所示為倍壓整流電路電容電壓VCr1和VCr2的波形，可見經(jīng)Don按照半波正弦規(guī)律變化后，VCr1和VCr2均輸出半波正弦電壓，并保證VDC（VDC=VCr1+VCr2）達(dá)到倍壓的效果，提高直流側(cè)輸出電壓。圖9（b）所示為額定負(fù)載下輸出電壓Vo和電流Io的波形，正弦半波正弦電壓經(jīng)DC/AC級(jí)逆變橋翻轉(zhuǎn)，輸出交流電，即輸出交流電壓有效值為220 V，負(fù)載電流有效值為0.5 A。額定負(fù)載下，經(jīng)PM3000A電力分析儀測(cè)試，THD值為4.5%。電流波形畸變小，諧波低，輸出效果好。

額定負(fù)載下，為對(duì)比驗(yàn)證分別測(cè)試了基于分立磁件和集成磁件的逆變器效率，如圖10所示。其中，分立磁件的最高效率為89%，集成磁件的效率低于分立磁件，這主要是由于集成磁件采用的是常規(guī)的EE型磁芯，如能根據(jù)磁密情況專門定制磁芯，能有效集成磁件的效率。

圖9 工頻工作波形Fig.9 Line frequency operating waveforms

圖10 逆變器效率Fig.10 The inverter efficiencies

5 結(jié)語

本文提出了一種基于減小占空比丟失磁集成結(jié)構(gòu)的單相升壓逆變器。所提出的集成磁件減小了逆變器體積和重量最大的磁件的數(shù)量和體積，提高了功率密度。此外，集成磁件還能通過耦合作用快速消減原邊循環(huán)電流來減少占空比丟失，進(jìn)而改善電氣性能。最后經(jīng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證，該逆變器結(jié)構(gòu)緊湊，THD值小，適用于分布式發(fā)電系統(tǒng)中各個(gè)可再生能源的逆變器，如風(fēng)能、太陽能、燃料電池等，并為蓄電池等儲(chǔ)能環(huán)節(jié)的雙向逆變器提供參考，同時(shí)也可單獨(dú)應(yīng)用于各個(gè)可再生能源發(fā)電系統(tǒng)。

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（編輯：張?jiān)婇w）