開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊

曹文靜 金 科 Ming Xu F C Lee

（1.南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016 2.美國(guó)弗吉尼亞理工大學(xué)電力電子研究中心 布萊克斯堡 24061）

1 引言

隨著信息產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展，高效率高動(dòng)態(tài)特性負(fù)載點(diǎn)（Point ofLoad，POL）變換器得到了越來越多的應(yīng)用。給CPU供電的電壓調(diào)節(jié)器（Voltage Regulators，VR）是一種特殊的POL變換器，新一代計(jì)算機(jī)微處理器發(fā)展的趨勢(shì)是低壓大電流。工作電壓低至1V，工作電流高達(dá)130A，并且對(duì)動(dòng)態(tài)性能有更高的要求(di/dt=2A/ns）。一些服務(wù)器中使用的微處理器甚至需要170A的電流。這就要求VR具有更高的效率，更穩(wěn)定的輸出電壓，以及更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度[1-3]。

目前絕大部分VR采用的拓?fù)涫嵌嘞嘟诲e(cuò)Buck變換器。為了滿足CPU對(duì)動(dòng)態(tài)性能越來越高的要求，如果保持開關(guān)頻率不變，那輸出濾波電容將大大增加，而輸出濾波電容的增加，不但增加了成本還降低了功率密度；如果提高開關(guān)頻率，輸出濾波電容可以減少，這樣成本降低，功率密度得到提高。但是，當(dāng)開關(guān)頻率升高時(shí)，雖然導(dǎo)通損耗變化不大，但開關(guān)損耗和同步整流管體二極管的損耗會(huì)增加，從而導(dǎo)致效率降低[4-8]。

文獻(xiàn)[9,10]提出了自驅(qū)動(dòng)ZVS非隔離全橋DC-DC變換器，它與傳統(tǒng)兩相Buck變換器相比，具有以下優(yōu)點(diǎn)：①功率管的零電壓開關(guān)；②消除了SR驅(qū)動(dòng)器，減小驅(qū)動(dòng)損耗；③不需要調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間，減小了SR的體二極管導(dǎo)通損耗；④增大占空比，減小了主開關(guān)管關(guān)斷損耗和體二極管的反向恢復(fù)損耗。然而，該變換器具有以下缺點(diǎn)：①必須兩相工作，輕載時(shí)環(huán)流損耗大；②變壓器漏感對(duì)效率影響大，不能采用分立式變壓器，限制了變換器在VR場(chǎng)合的應(yīng)用；③結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜，靈活性較差。

為了解決以上缺點(diǎn)，本文將原變換器拆分成兩個(gè)可以獨(dú)立工作的單相變換器，該變換器一個(gè)模態(tài)工作在開關(guān)電容模態(tài)；另一個(gè)模態(tài)工作在PWM調(diào)壓模態(tài)，在保留了開關(guān)電容變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，通過調(diào)節(jié)占空比調(diào)節(jié)輸出電壓。本文在分析工作原理和自驅(qū)動(dòng)方式的基礎(chǔ)上，搭建了一臺(tái)四相700kHz 1.2V/130A VRM原理樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

2 變換器推導(dǎo)

自驅(qū)動(dòng)ZVS非隔離全橋DC-DC變換器可以解耦成兩個(gè)對(duì)稱的部分，從而得到兩個(gè)獨(dú)立的單相變換器，其推導(dǎo)步驟如圖1所示。

圖1 推導(dǎo)步驟Fig.1 Derivation process

原變換器上下兩相的輸入和輸出均是解耦的，只有變壓器一次側(cè)耦合在一起，C點(diǎn)電位是隨開關(guān)管開關(guān)而變化的。要實(shí)現(xiàn)兩相的解耦，就必須確保C點(diǎn)電位不隨開關(guān)管開關(guān)而變化。

固定C點(diǎn)電位有兩種方法：一是保持控制信號(hào)時(shí)序不變，改變變壓器的同名端；二是保持變壓器同名端不變，改變開關(guān)管的控制時(shí)序，使S1和Q2同時(shí)導(dǎo)通和分?jǐn)啵琒2和Q3同時(shí)導(dǎo)通和分?jǐn)唷?/p>

當(dāng)C點(diǎn)電位固定后，則可以在C點(diǎn)并聯(lián)電容從而解耦，將變換器一分為二，形成兩個(gè)可以獨(dú)立工作的單相變換器。

改變變壓器同名端解耦后的變換器主電路、主要波形和模態(tài)等效電路如圖2所示。改變開關(guān)管控制時(shí)序解耦后的變換器主電路、主要波形和模態(tài)等效電路如圖3所示。

對(duì)于圖2a所示的電路，在[t0～t1]時(shí)間段，開關(guān)管Q1、S1導(dǎo)通，輸出電壓Vo與變壓器二次側(cè)并聯(lián)，通過變壓器折算到一次側(cè)，與隔直電容Cb串聯(lián)，接在輸入電壓源Vin兩端。等效電路如圖2c所示。此時(shí)電路可以看作一個(gè)開關(guān)電容變換器，工作在開關(guān)電容模態(tài)，具有良好的動(dòng)態(tài)特性[11]。在[t1～t2]時(shí)間段，開關(guān)管Q1、S1分?jǐn)?，Q2導(dǎo)通。等效電路如圖2d所示。變壓器得到復(fù)位，輸出電壓可以由Q2的占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)。此時(shí)電路可以看作一個(gè)PWM變換器，工作在調(diào)壓模態(tài)。

圖2 正激式開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊Fig.2 Forward switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module

圖3 反激式開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊Fig.3 Flyback switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module

對(duì)于圖3a所示的電路，在[t0～t1]時(shí)間段，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，輸入電壓與變壓器一次側(cè)、隔直電容Cb串聯(lián)，Cb和勵(lì)磁電感L1儲(chǔ)存電能。等效電路如圖3c所示。輸出電壓可以由Q1的占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)。此時(shí)電路可以看作一個(gè)PWM變換器，工作在調(diào)壓模態(tài)。在[t1～t2]時(shí)間段，開關(guān)管Q1分?jǐn)?，開關(guān)管Q2、S1導(dǎo)通。L1通過開關(guān)管S1對(duì)輸出Vo釋放電能，Cb通過Q2和S1直接與變壓器一次側(cè)（nVo，n為變壓器一二次側(cè)匝比）并聯(lián)。等效電路如圖3d所示。此時(shí)電路可以看作一個(gè)開關(guān)電容變換器，工作在開關(guān)電容模態(tài)，具有良好的動(dòng)態(tài)特性。

由以上的分析可知，通過解耦得到的單相變換器一個(gè)周期內(nèi)有兩個(gè)模態(tài)，分別是開關(guān)電容模態(tài)和調(diào)壓模態(tài)。它們是開關(guān)電容變換器與PWM變換器的結(jié)合，因此稱之為開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊。由以上分析可見，圖2所示電路的能量傳遞方式與正激變換器類似，稱之為正激式開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊；圖3所示電路的能量傳遞方式與反激變換器類似，稱之為反激式開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊。開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊在保留原有變換器[9,10]優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，克服了開關(guān)電容變換器對(duì)輸出電壓調(diào)節(jié)困難的缺點(diǎn)[12,13]，并且開關(guān)電容模態(tài)使其保留了開關(guān)電容變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)。

與全橋變換器相比，開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊是單相的，結(jié)構(gòu)更加靈活。根據(jù)不同的應(yīng)用場(chǎng)合，可以通過變換器并聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)最優(yōu)化的相數(shù)，且每一相都是獨(dú)立的。為了在不同負(fù)載范圍內(nèi)達(dá)到高效率，可以采用脫相控制的方法，使變換器根據(jù)不同的負(fù)載情況高效工作。此外，可以引入非線性控制方法提高變換器的動(dòng)態(tài)性能[14]。

從能量傳遞的角度分析，圖2中的變換器在兩個(gè)模態(tài)均向負(fù)載提供能量，而圖3的變換器僅在一個(gè)模態(tài)向負(fù)載輸出能量，而另一模態(tài)由輸出濾波電容提供負(fù)載能量，因此圖2中的變換器效率更高。本文將對(duì)圖2所示的變換器的工作原理進(jìn)行詳細(xì)分析，并討論其自驅(qū)動(dòng)和優(yōu)化設(shè)計(jì)的方法。

3 工作原理

在實(shí)際電路中，變壓器的引入意味著引入了漏感。當(dāng)漏感很小可以忽略時(shí)，變換器的工作原理如上節(jié)所述。當(dāng)變壓器漏感不可忽略時(shí)，可以利用漏感，使開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS。本節(jié)詳細(xì)討論帶有漏感的開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊的工作原理。主電路和主要波形如圖4所示。在分析前，做如下假設(shè)：①所有開關(guān)管和二極管均為理想器件；②所有電感、電容和變壓器均為理想元件；③輸出濾波電容足夠大，可近似認(rèn)為是電壓源。

圖4 帶有漏感的開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊Fig.4 Switching capacitor PWM DC-DC voltage regulator module with leakage inductor

變換器每個(gè)開關(guān)周期有6種開關(guān)模態(tài)，各個(gè)開關(guān)模態(tài)的等效電路如圖5所示。電路的工作原理如下。

圖5 等效電路Fig.5 Equivalent circuits

（1）開關(guān)模態(tài)1 [t0～t1]（見圖5a）

開關(guān)管Q1、S1導(dǎo)通，變壓器漏感Lr與隔直電容Cb串聯(lián)諧振，輸入電能一部分存儲(chǔ)在Cb中，其余部分對(duì)負(fù)載供電。勵(lì)磁電感L1上電流iL線性下降。

在t1時(shí)刻，開關(guān)管Q1和S1分?jǐn)啵琎1的分?jǐn)嚯娏魅Q于Lr-Cb諧振網(wǎng)絡(luò)。對(duì)于一個(gè)給定的變壓器，Lr是確定的，那么可以通過選取適當(dāng)?shù)腃b合理設(shè)計(jì)諧振網(wǎng)絡(luò)以達(dá)到Q1的ZCS。因此，變壓器漏感Lr對(duì)效率影響不大，這是該變換器的一個(gè)顯著優(yōu)點(diǎn)。從而可以使用價(jià)格便宜且易于安裝的分立式變壓器，變換器適用于VRM，VRD等多種應(yīng)用場(chǎng)合。

（2）開關(guān)模態(tài)2 [t1～t2]（見圖5b）

在t1時(shí)刻，開關(guān)管Q1和S1分?jǐn)?，iS1流經(jīng)S1的體二極管VDS1，iL繼續(xù)線性下降。iLr給CQ1充電，同時(shí)給CQ2放電。直至vCQ1充電至Vin，vCQ2放電至零，模態(tài)2結(jié)束。

（3）開關(guān)模態(tài)3 [t2～t3]（見圖5c）

在t2時(shí)刻，vds(Q2)降低到零，此時(shí)給Q2觸發(fā)信號(hào)，使Q2實(shí)現(xiàn)ZVS開通。VDS1繼續(xù)導(dǎo)通，Lr和Cb諧振，iLr迅速諧振到零。

直到VDS1自然截止，模態(tài)3結(jié)束。

（4）開關(guān)模態(tài)4[t3～t4]（見圖5d）

在t3時(shí)刻，VDS1截止，儲(chǔ)存在Cb中的能量給負(fù)載放電。iL線性上升。變壓器在該模態(tài)得到復(fù)位。

（5）開關(guān)模態(tài)5 [t4～t5]（見圖5e）

在t4時(shí)刻，Q2關(guān)斷，iLr給CQ2充電，給CQ1放電。直至充放電過程結(jié)束。

（6）開關(guān)模態(tài)6 [t5～t6]（見圖5f）

在t5時(shí)刻，vds(Q1)降低到零，此時(shí)給Q1觸發(fā)信號(hào)，使Q1實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。LrCb電路諧振。t6時(shí)刻，一個(gè)開關(guān)周期結(jié)束。

由以上對(duì)工作原理的分析，可以推導(dǎo)出變換器的電壓傳輸比

式中，D為開關(guān)管Q2的占空比。

4 自耦變壓器自驅(qū)動(dòng)方法

自驅(qū)動(dòng)變換器的主要優(yōu)點(diǎn)是驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，SR體二極管導(dǎo)通損耗減小，部分驅(qū)動(dòng)能量可以循環(huán)利用。從而降低成本，提高效率[9]。因此，本文提出的開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊采用自驅(qū)動(dòng)的方法為SR提供驅(qū)動(dòng)電壓。

SR的驅(qū)動(dòng)損耗計(jì)算公式如下：

式中，Qg與Vdrive成正比；fs是開關(guān)頻率。對(duì)于不同的器件，最優(yōu)的驅(qū)動(dòng)電壓也不同。本文中的SR采用IRF6716，圖6列出了不同驅(qū)動(dòng)電壓下SR的損耗對(duì)比。驅(qū)動(dòng)電壓的減小雖然可以減小驅(qū)動(dòng)損耗，但是導(dǎo)通損耗卻隨之增加。從圖6看出8V是最優(yōu)化的驅(qū)動(dòng)電壓。因此得到與SR所需驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)序相同，幅值最優(yōu)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是減小驅(qū)動(dòng)損耗的關(guān)鍵。

圖6 不同驅(qū)動(dòng)電壓對(duì)應(yīng)SR損耗對(duì)比Fig.6 The SR loss comparison between different drive voltages

圖7 SR自驅(qū)動(dòng)電路Fig.7 Synchronous rectifier self-driven circuit

vT中包含有直流分量vT(DC)和交流分量vT(AC)，且vT(DC)=VCb。電平轉(zhuǎn)移電路的功能就是使vT的所有交流分量通過，而只通過一部分直流分量，使得SR關(guān)斷時(shí)所需的vgs(S1)可以降低到零，確保SR有效關(guān)斷。

由電平轉(zhuǎn)移電路，可以得到

對(duì)于直流分量，s為零，由式（8）可得

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，在實(shí)驗(yàn)室搭建了一臺(tái)四相700kHz 1.2V/130A輸出VRM原理樣機(jī)，圖8給出了原理樣機(jī)的照片。具體參數(shù)如下：輸入直流電壓：Vin=10.04～12.6V；輸出直流電壓：Vo=0.8～1.6V；最大輸出電流Iomax=150A；Q1：RJK0302；Q2：RJK0304；S1：2×IRF6716；變壓器匝比：n=2；一次隔直電容Cb：4×1μF，MLCC/TDK；驅(qū)動(dòng)芯片：ISL6596；控制芯片：PX3538。

圖8 四相VRM硬件照片F(xiàn)ig.8 Four-phase VRM hardware picture

實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。圖9a給出了vgs(Q1)、vgs(Q2)和vgs(S1)的波形。可以看出vgs(S1)約為8V，并且相位同vgs(Q1)保持一致，證明了自耦變壓器自驅(qū)動(dòng)方法的可行性。圖9b給出了vgs(Q1)、vgs(Q2)、隔直電容電壓vCb以及變壓器一次電流iLr的波形?？梢钥闯鯭1的分?jǐn)嚯娏鹘茷榱悖瑢?shí)現(xiàn)了ZCS。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖9 實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 The experimental waveforms

圖10 給出了六相Buck、12V自驅(qū)動(dòng)全橋以及本文提出的四相變換器運(yùn)用脫相控制的效率對(duì)比曲線。可以看出在滿載時(shí)，本文提出的變換器與12V自驅(qū)動(dòng)變換器效率基本一致。采用脫相控制，通過檢測(cè)輸出電流來控制工作的相數(shù)，隨著輸出電流的減小逐步減少工作的相數(shù)。從效率曲線可以看出，當(dāng)輸出電流降低至60A左右時(shí)，分?jǐn)鄡上?，僅有兩相工作；當(dāng)輸出電流進(jìn)一步降低至30A左右時(shí)，再分?jǐn)嘁幌啵藭r(shí)僅有一相對(duì)負(fù)載提供能量。從而確保變換器可以在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)高效率工作。

圖10 效率曲線Fig.10 The efficiency curves

6 結(jié)論

本文提出了開關(guān)電容PWM DC-DC電壓調(diào)節(jié)模塊，它是開關(guān)電容變換器與PWM變換器的結(jié)合，具有如下優(yōu)點(diǎn)：①有兩個(gè)工作模態(tài)，即開關(guān)電容模態(tài)和調(diào)壓模態(tài)，使變換器具有開關(guān)電容變換器動(dòng)態(tài)特性快的優(yōu)點(diǎn)，又具有調(diào)壓變換器通過調(diào)節(jié)占空比調(diào)節(jié)輸出電壓的功能；②變壓器漏感與隔直電容諧振，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)；③運(yùn)用自耦變壓器實(shí)現(xiàn)SR的自驅(qū)動(dòng)，減小了驅(qū)動(dòng)損耗和體二極管導(dǎo)通損耗；④變換器是單相的，結(jié)構(gòu)靈活，運(yùn)用脫相控制的方法可以在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)高效率。

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