王眾毅,王德真,胡冠中
(1.許昌電氣職業(yè)學(xué)院電氣工程系,河南 許昌 461000;2.許昌學(xué)院電氣與機(jī)械工程學(xué)院,河南 許昌 461000)
可再生能源,尤其光伏發(fā)電由于其清潔、無污染等優(yōu)勢(shì)而得到不斷的關(guān)注和發(fā)展[1]。然而由于光伏電池產(chǎn)生的電壓等級(jí)較小,因此需使用DC-DC變換器將其升壓到所需的電壓等級(jí)[2]。
目前常用的Boost 變換器因其成本低,結(jié)構(gòu)簡單而被廣泛采用。但是該類傳統(tǒng)升壓電路電壓增益低于5[3]。然而,硬開關(guān)會(huì)增加額外的傳導(dǎo)損耗,降低效率。此外,二極管和開關(guān)管承受較高的電壓應(yīng)力。對(duì)此,文獻(xiàn)[4]通過增加一相有源輔助電路以實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)導(dǎo)通的運(yùn)行模式。主開關(guān)由于斷續(xù)模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)的運(yùn)行模式,輸出二極管的方向電壓應(yīng)力得到減少。然而,此類變換器需采用變頻控制,這使用于減少電磁干擾的濾波電路設(shè)計(jì)變得困難。對(duì)此,學(xué)者提出了采用耦合電感的交錯(cuò)升壓式變換器[5-6]。此類變換器拓?fù)漭敵龆O管的反向電壓較低。耦合電感的漏電感可實(shí)現(xiàn)半導(dǎo)體器件的零電流開關(guān)(Zero Current Switching,ZCS)。但是,該類變換器的耦合電感二次側(cè)輸出電流紋波較大,影響電能質(zhì)量。對(duì)此,文獻(xiàn)[7]提出三次交錯(cuò)Boost 變換器,并將電壓應(yīng)力降低一半。同時(shí),與傳統(tǒng)交錯(cuò)式Boost 變換器相比更適用于高增益場(chǎng)合。但是控制電路的設(shè)計(jì)較為復(fù)雜,難以量產(chǎn)。
近期,有學(xué)者提出將耦合電感和電壓倍增單元相結(jié)合的新型拓?fù)鋄8-10]。此類變換器拓?fù)渚哂休^高的電壓增益和較低的開關(guān)管電壓應(yīng)力。此外,漏電感中存儲(chǔ)的能量可以返回至主電路。鑒于此,文獻(xiàn)[11-12]提出了一類基于二極管電容倍壓器的交錯(cuò)式升壓變換器。該類拓?fù)湓跓o需變壓器的情況下可實(shí)現(xiàn)高電壓增益,且無需高的開關(guān)管占空比。但是缺點(diǎn)是主電路中二極管和開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力較高,導(dǎo)致此類變換器設(shè)計(jì)成本較高,且損耗無法估計(jì)。
針對(duì)上述問題的不足,本文提出了一種新型的高增益DC-DC 變換器,在提升電壓增益的同時(shí)減少了元器件的電壓應(yīng)力。文中分析了變換器的工作原理和性能特征,搭建了100 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對(duì)所提變換器的穩(wěn)定性及可行性進(jìn)行了測(cè)試。
圖1 給出了本文所提一種新型高增益交錯(cuò)DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該變換器可分為支路Ⅰ和支路Ⅱ兩部分,在支路Ⅰ中,電感L1、MOS 管S1、二極管D3和電容C5構(gòu)成的一個(gè)Boost 變換器,二極管D1和D2、電容C1和C2以及電感Lr1組成開關(guān)電容電路,從而提高變換器的電壓。支路Ⅱ結(jié)構(gòu)與支路Ⅰ類似。在所提變換器中,支路Ⅱ結(jié)構(gòu)和支路Ⅰ結(jié)構(gòu)對(duì)稱,功率MOS 管S1和S2具有相同占空比,兩者驅(qū)動(dòng)脈沖相位相差180°,因此,可以有效降低輸入電流紋波和輸入濾波器的尺寸。與其他基于開關(guān)電容的高增益交錯(cuò)Boost 變換器不同,該變換器的占空比沒有限制,對(duì)于大于或小于0.5 的所有占空比,變換器都能正常工作。
圖1 所提變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
所提變換器在CCM 模式下,每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有6 種工作模態(tài)。圖2 示出了所提變換器的關(guān)鍵工作波形。圖3 給出了各工作模態(tài)的等效電路。為了簡化分析,對(duì)所提變換器做出以下假設(shè),所有元器件都是理想的;所有電容器都足夠大,在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電容兩端電壓保持恒定。
圖2 所提變換器關(guān)鍵工作波形
圖3 所提變換器的工作模態(tài)
模態(tài)1:如圖3(a)所示,變換器中的兩個(gè)功率MOS 管S1、S2導(dǎo)通。電感L1和L2兩端的電壓等于輸入電壓,其電流線性增加。電容C2通過回路C2-D2-Lr1-C1-S1對(duì)電容C1充電,電容C4通過回路C4-S2-C3-Lr2-D5對(duì)電容C3充電,Lr1、Lr2的電流線性增加。負(fù)載電流路徑為C6-Vin-C5-R。電感L1、L2、Lr1和Lr2的電流方程如下所示:
模態(tài)2:如圖3(b)所示,功率MOS 管S1關(guān)斷。支路Ⅰ中,二極管D1和D3導(dǎo)通,電感L1釋放能量對(duì)電容C2和C5充電,電流線性減小。電感Lr1通過回路C1-Lr1-D2-D1續(xù)流,電感Lr1和二極管D2的電流線性減小至0,因此,二極管D2可以零電流關(guān)斷。支路Ⅱ中各元件的運(yùn)行狀態(tài)同模態(tài)1,L2、Lr2的電流線性增加。在該模態(tài)下,電流方程如下:
模態(tài)3:如圖3(c)所示,在此模態(tài),支路Ⅰ中,二極管D2關(guān)斷。電感L1中儲(chǔ)存的能量一部分通過二極管D1對(duì)電容C2充電,另一部分通過二極管D3對(duì)輸出電容充電,L1的電流線性減小。支路Ⅱ運(yùn)行情況同上一模態(tài)。電流方程如下所示:
由于支路Ⅰ和支路Ⅱ交錯(cuò)運(yùn)行,模態(tài)4 至模態(tài)6 的分析過程與模態(tài)1 至模態(tài)3 類似,此處不再贅述。
若該變換器在臨界導(dǎo)通模式下工作,則電感電流的最小值為零。電感L2的電流最小值為:
式中:D為占空比,iL2av、ΔiL2分別為電感L2的平均電流和紋波電流。因此,變換器在CCM 模式下運(yùn)行時(shí),電感最小值如下所示:
根據(jù)伏秒平衡原理,得到電容C1、C2、C3、C4、C5和C6的電壓值如下:
在回路Vin-VC5-Vo-VC6中應(yīng)用KVL 定律,可得:
將式(7)代入(8)中,并將其簡化,得到所提DC-DC 變換器的電壓增益為:
結(jié)合上一節(jié)的分析,每個(gè)功率MOS 管和二極管上的最大電壓應(yīng)力為:
輸入電感可根據(jù)以下公式計(jì)算:
式中:ΔIL為電感電流紋波,通常設(shè)計(jì)其為流過電感平均電流的40%。
變換器的輸入功率為:
式中:Iainav為平均輸入電流,結(jié)合式(9)可得:
每個(gè)輸入電感中的平均電流相等,因此:
當(dāng)開關(guān)S1在(1-D)Ts時(shí)刻關(guān)斷時(shí),流過電容C2的平均電流為Iainav/2。根據(jù)電容的電壓負(fù)載方程,電容C2可計(jì)算為:
式中:ΔVC2為電容電壓紋波。
類似地,電容C1、C3和C4的計(jì)算公式如下所示:
在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi),輸出電容C5和C6必須在DTs內(nèi)為負(fù)載提供能量。由于輸出電容串聯(lián),其容值可通過下式計(jì)算:
式中:ΔVo為輸出電容電壓紋波,大小為輸出電壓的1%。
當(dāng)開關(guān)S1導(dǎo)通時(shí),電感Lr1兩端電壓約為0.5×(ΔVC1+ΔVC2),假設(shè)電感電流線性增加ΔILr1,電感Lr1的值為:
電感Lr2的值同Lr1。根據(jù)上述公式,可以合理設(shè)計(jì)電感值來減小電感電流紋波,以防止MOS 管電壓應(yīng)力顯著增加。此外,由于該電感上的電壓較小,Lr1、Lr2的值通常為幾微亨。因此,該電感不會(huì)顯著增加電路體積。
本節(jié)主要將所提變換器與傳統(tǒng)Boost 電路以及文獻(xiàn)[9]、[11]中的幾種變換器拓?fù)溥M(jìn)行了比較。圖4 給出了各變換器的電壓增益曲線比較。如圖所示,在任一占空比下,與其他變換器相比,所提變換器的電壓增益均高于其他類似變換器的電壓增益。
圖4 各變換器輸出電壓增益曲線
表1 為各變換器結(jié)構(gòu)與性能對(duì)比,由表1 可知,本文所提變換器電壓增益較高,功率MOS 管和二極管電壓應(yīng)力較低,減小了系統(tǒng)損耗。
表1 變換器結(jié)構(gòu)與性能對(duì)比
為了驗(yàn)證所提變換器的正確性,搭建了一臺(tái)功率為100 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。所選元器件型號(hào)和相關(guān)實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2 所示。
表2 實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)
圖5 給出了變換器的輸入電壓Vin、輸出電壓Vo、輸出電流Io的波形圖。穩(wěn)態(tài)時(shí)所提變換器能夠?qū)?0 V 的輸入電壓轉(zhuǎn)換為300 V 輸出電壓,電壓增益高,輸出電流Io等于0.33 A。圖6 給出了電感L1和L2以及輸入電流Iin的波形,電感L1和L2在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)下工作。Iin等于3.6 A,iL1和iL2均等于1.8 A,兩者相位相差180°,此外,輸入電流紋波遠(yuǎn)小于電感L1和L2的電流紋波,符合理論分析。
圖5 Vin、Vo、Io 的波形圖
圖6 iL1、iL2、Iin的波形圖
圖7 給出了功率MOS 管S1、S2的電流和電壓波形,S2的電壓波形與S1的電壓波形相位相差180°,變換器的占空比約為64%。MOS 管的截止電壓為87 V,遠(yuǎn)小于300 V 輸出電壓。此外,由圖可知,當(dāng)MOS 管關(guān)斷時(shí),不會(huì)產(chǎn)生尖峰電壓。因此,可以使用低耐壓的MOS 管來降低變換器的損耗。
圖7 S1 和S2 的電壓、電流波形圖
此外,圖8 示出了所提變換器在不同輸出功率下的效率曲線,由于MOS 管和二極管的電壓應(yīng)力低,并且變換器的二極管在零電流條件下關(guān)斷,降低了傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗,實(shí)測(cè)最大效率高達(dá)92.7%。
圖8 所提變換器效率曲線
本文提出了一種高增益DC-DC 變換器并對(duì)其工作原理進(jìn)行詳細(xì)分析,該變換器采用帶開關(guān)電容的交錯(cuò)結(jié)構(gòu),可降低輸入電流紋波。此外,由于二極管可實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷,降低了變換器損耗,可以獲得更高的效率。對(duì)比分析了變換器在不同參數(shù)下的性能,所提變換器增益高,開關(guān)電壓應(yīng)力低。最后,對(duì)所提變換器進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證表明,其性能優(yōu)異,并且設(shè)計(jì)簡單、功率密度高,可廣泛應(yīng)用于需要高升壓比的場(chǎng)合。