1～3 GHz 連續(xù)類功率放大器的設計

劉文進,張 野,南敬昌,杜有益

(遼寧工程技術大學 電子與信息工程學院,遼寧 葫蘆島 125105)

隨著無線通信技術的快速發(fā)展,通信傳輸?shù)男畔⒘咳找嬖黾?。尤其?G 短距離傳輸向著多頻譜、多技術制式發(fā)展的情況下,各運營商要求通信系統(tǒng)能夠覆蓋不同的通信頻段。但可用的頻譜資源是有限的,這要求作為收發(fā)系統(tǒng)中的核心模塊——功率放大器應該具有寬帶、多模的特性。此外節(jié)能減排、綠色通信一直是通信系統(tǒng)中的訴求和標準,所以提升功率放大器的效率對降低運營成本、實現(xiàn)綠色通信、延長設備使用壽命具有十分重要的意義[1-3]。

英國Cardiff 大學的Cripps 團隊在對連續(xù)型功率放大器的理論進行深入研究過程中,提出了連續(xù)型功放的有關概念和設計公式,設計出接近一個倍頻程的寬帶功率放大器。Tuffy 等設計的F 類連續(xù)型功率放大器驗證了連續(xù)型功放的可行性。電子科技大學的施偉敏等設計的連續(xù)型寬帶功率放大器采用了Doherty 架構,提高了帶寬的同時提高了回退效率,但仍沒有超過一個倍頻程[4-5]。

傳統(tǒng)的濾波寬帶匹配只能實現(xiàn)一個倍頻程的帶寬,其根本原因是高次諧波阻抗點落在低次諧波的帶寬內,影響其匹配效果。傳統(tǒng)的F/F-1類功放是實現(xiàn)高效率的手段之一,其實現(xiàn)高效率的方法是使二次諧波處于開路/短路阻抗點,三次諧波處于短路/開路阻抗點。這使其阻抗解處于很窄的范圍內,限制了帶寬的拓展,不利于寬帶網絡匹配的設計。為克服帶寬的限制問題,連續(xù)類的思想被提了出來并被證明。連續(xù)類的思想核心是在漏極的電流或電壓方程中引入修正因子,使功放具有一組或多組基波阻抗解、二次諧波阻抗解甚至是三次諧波阻抗解,以此來提升匹配網絡的設計空間,實現(xiàn)F/F-1類功放的頻帶拓展。由于引入了修正因子,漏極的電流電壓波形被整形,這減小了直流消耗,功放的效率被提高[6-8]。

對于寬帶功率放大器而言,如何拓展帶寬一直是其核心問題。傳統(tǒng)的拓展帶寬的方法一般有三種: 通過添加枝節(jié)改變Q值[9]、濾波匹配[10]、實頻技術[11]。電路中添加枝節(jié)這種方法一般用于簡單的電路設計中,通過一層層地添加枝節(jié)改變Q值,越寬的頻帶所需要的枝節(jié)就越多,然而過多枝節(jié)會使電路更加復雜,導致匹配效果不理想[12]。實頻技術通過構造誤差函數(shù),然后對誤差函數(shù)進行優(yōu)化找到滿足要求的電路參數(shù),根據(jù)這些參數(shù)確定電路結構。由于實頻法采用數(shù)學公式對誤差范圍進行控制計算,因此確定的電路結構比較穩(wěn)定,效果較好。但誤差函數(shù)構造困難,運算量大且誤差函數(shù)選擇的精度直接影響后面的匹配設計好壞[13-15]。相比較而言,濾波寬帶匹配技術比較成熟、匹配效果好、運算簡單,對于本文設計的連續(xù)類寬帶功放是一種比較好的設計方法[16-21]。

本文基于連續(xù)類的設計思想設計匹配電路,提出了一種新型的輸出匹配濾波結構,在拓展了匹配空間解的同時考慮到了整體結構的緊湊性與小型化。通過在射頻電路仿真軟件ADS 平臺的仿真驗證與實物設計,實現(xiàn)了一款1～3 GHz 高效率的超寬帶功率放大器。

1 設計理論

1.1 連續(xù)F 類功放特性

傳統(tǒng)F 類功放通過調節(jié)高次諧波阻抗來控制漏極電壓和電流波形,減少電壓與電流的交疊,使其產生的功率耗散盡可能小,進而提高功放的效率。傳統(tǒng)F類功放的波形一般是要求半正弦的電流波形以及與電流波形錯開的方波的電壓波形,通過對波形成分中阻抗的提取發(fā)現(xiàn)電流源端面的奇次諧波阻抗為開路而偶次諧波阻抗短路。這樣的阻抗匹配條件在某些程度上限制了帶寬,為了解決這一限制,連續(xù)類的F 類功率放大器被提出來[22-23]。

連續(xù)F 類功率放大器在傳統(tǒng)F 類功率放大器的基礎上,通過在漏極電壓波形上引入修正因子β,使得基波阻抗為連續(xù)變化的復阻抗,二次諧波阻抗為連續(xù)變化的純電抗。這些連續(xù)的阻抗點增加了匹配電路的設計自由度,拓展了帶寬。連續(xù)F 類功放的歸一化基波和諧波阻抗點在Smith 圓圖上的分布情況如1 圖所示。

圖1 中不同β值下的基波和諧波阻抗點是通過公式(1)～(3)得到:

為保證晶體管不被截斷,修正因子β的取值大小為-1＜β＜1。式中Z1、Z2、Z3分別為基波阻抗、二次諧波阻抗、三次諧波阻抗,Ropt為最佳阻抗點。可以看到,基波阻抗由原來的實阻抗變?yōu)檫B續(xù)變化的復阻抗,二次諧波阻抗點也由原來的短路點變?yōu)檫B續(xù)變化的純電抗。在這些阻抗點連續(xù)的區(qū)域功率放大器具有較高的效率,匹配效果好,功放的帶寬得到了拓展。但是注意到這樣的匹配條件仍然難以超過一個倍頻程的帶寬。其原因在于基波阻抗點存在有與二次諧波阻抗甚至是三次諧波阻抗重疊的區(qū)域,這會導致匹配效率的降低。

因此通過對其改進,引入另一個修正因子μ。即在連續(xù)F 類功放的漏極電壓中乘上μ,引入了電阻性的二次諧波阻抗。這樣會使得基波阻抗與二次諧波阻抗出現(xiàn)部分重疊,進一步拓展了設計功放的帶寬。改進后的連續(xù)F 類功放的歸一化基波和諧波阻抗點在Smith 圓圖上的分布情況如2 圖所示。

圖2 中的不同μ值、不同β值下的基波和諧波阻抗點是通過公式(4)～(6)得到:

式中:Z4、Z5、Z6分別為基波阻抗、二次諧波阻抗、三次諧波阻抗,修正因子μ的取值大小為0≤μ≤0.6,(1)～(6)式中的Ropt為晶體管的最優(yōu)基波阻抗值。對于AB 偏置下的晶體管,其值根據(jù)下式確定:

式中:Udc為晶體管直流電壓;Uknee為膝點電壓;Imax為晶體管最大直流電流。

由圖2 可以看出,基波阻抗與二次諧波阻抗的匹配空間較圖1 擴大了很多。不僅如此,基波阻抗與二次諧波的阻抗還存在一部分的重疊,這就為寬帶匹配設計的自由度以及多個倍頻程的匹配提供了可能性。因此在后續(xù)的匹配設計中,只要將輸出輸入匹配到圖2 的設計空間內,就能設計出性能良好的超寬帶功率放大器。

1.2 匹配理論

濾波器等效原型是寬帶匹配設計中常用的匹配方式,濾波器匹配包括低通濾波器原型、帶通濾波器原型、切比雪夫低通濾波器原型、最平坦濾波器原型等。下面介紹帶通濾波器用于超寬帶匹配的設計理論。

首先,通過多諧波雙向牽引技術獲得最佳的源阻抗和負載阻抗。

然后,根據(jù)最優(yōu)的阻抗與設計要求選擇低通原型的階數(shù)并計算出其g值。常見的N 階并聯(lián)低通原型如圖3 所示。

圖3 N 階并聯(lián)低通濾波原型Fig.3 N-order parallel low-pass filter prototype

選擇并聯(lián)低通原型的階數(shù)確定其Q值,運用Dawson 等提出的求解閉合解的方式計算歸一化g值,計算公式如下:

式中:Q為品質因數(shù);w為相對角頻率。

其次,根據(jù)計算出來的g值將其變換為帶通濾波器中電容與電阻并聯(lián)的形式。此時負載端的電阻一般為大于或小于50 Ω,需要通過諾頓變換將負載端的電阻變?yōu)樯漕l電路要求的50 Ω,諾頓變換的原理如圖4所示。

圖4 諾頓變換Fig.4 Norton transformation

最后,將集總參數(shù)用微帶線代替。并聯(lián)電感用短路微帶線代替,并聯(lián)電容用開路微帶線代替,而串聯(lián)電感用高阻抗線代替。在上述的變換中,要注意微帶線寬度與長度的限制。

1.3 偏置電路設計

偏置電路負責給晶體管提供直流電源,使其偏置在F 類工作模式。同時還要抑制射頻信號,防止射頻信號對直流電源的干擾。λ/4 傳輸線通常作為偏置電路,其基本原理是通過λ/4 微帶線并聯(lián)電容到地的形式,通過90°阻抗變換將偏置電路電源端射頻短路變換為信號端射頻開路信號。原理圖如圖5 所示。

圖5 偏置電路原理圖Fig.5 Schematic diagram of bias circuit

偏置電路的線寬選為0.5 mm,功放工作在1～3 GHz,中心頻率為1.73 GHz,采用Rogers 5880 的基板確定λ/4 微帶線的線長為28 mm。接地電容理論上來說越多則效果越好,但考慮到功放的小型化設計,在滿足正常偏置需求的情況下不宜過多。

2 設計實例與仿真結果

2.1 仿真驗證

基于上文的分析與設計理論,設計一款高效率的功率放大器。技術指標為: 工作頻率在1～3 GHz,帶寬超過一個倍頻程,輸出功率不低于40 dBm,增益不低于10 dBm,效率達到70%以上。

根據(jù)以上技術指標與要求,選用CREE 公司型號為CGH40010F 的功放管進行設計。該功放管工作頻率最高達6 GHz,小信號增益為12 dBm。對管子進行雙向諧波牽引確定最佳負載阻抗與源阻抗,由于該功放工作在1～3 GHz 的頻率內,取1.73 GHz 的頻率作為其中心頻率進行牽引,確定的最佳負載阻抗為18.38+j18.58,最佳源阻抗為7.53-j7.62。

根據(jù)上面第一部分連續(xù)類思想的理論,只需要將負載阻抗匹配到圖2 所示的高效率區(qū)域。如此大的空間解顯然對于設計匹配電路具有更大的自由度。下面以輸出匹配電路為例介紹整個求解過程。考慮到要實現(xiàn)的技術指標要求、整體電路結構的復雜度、尺寸,選擇3 階并聯(lián)低通濾波器原型進行設計。最佳負載阻抗18.38+j18.58 是負數(shù)阻抗的形式,將其用電阻與電容并聯(lián)進行代替,根據(jù)公式(8)～(12)算得其g值如表1 所示。

表1 3 階低通原型下的g 值Tab.1 g value under 3 low pass prototype

得到低通原型后根據(jù)并聯(lián)電容用并聯(lián)諧振電路代替,串聯(lián)電感用串聯(lián)諧振電路代替。轉換為帶通濾波器,得到的輸出匹配結構如圖6 所示。

圖6 輸出匹配結構圖Fig.6 Output matching structure

其轉換過程如圖7 所示。

圖7 匹配濾波器。(a) 帶通濾波原型;(b) Norton 變換將負載轉換為50 Ω 輸出帶通濾波原型Fig.7 Matching filter.(a) Bandpass filter prototype;(b)Norton transform converts the load to 50 Ω output band-pass filter prototype

圖7 中虛線框內為諾頓變換的部分。得到帶通濾波原型后,將集總參數(shù)轉換為分布參數(shù),即并聯(lián)電感用短路微帶線代替,并聯(lián)電容用開路微帶線代替,串聯(lián)電感用高阻抗線代替。對轉換后的匹配網絡不斷地進行優(yōu)化,以盡可能提高功放的增益以及保證功放的增益平坦度為目標。

考慮到整體結構的復雜度,由于切比雪夫模型具有帶內波紋小、通/阻帶變化陡峭,因此輸入匹配采用低通切比雪夫濾波器結構。根據(jù)端接導納比、電抗元件的數(shù)目采用4 階切比雪夫濾波器。

從仿真結果圖8 可知,S(1,1)在目標頻段內普遍低于-25 dB,這說明帶內反射系數(shù)小。S(2,1)在目標頻段內無限接近于0,這說明此結構在通帶內波紋小,對信號的損耗較小。且該結構在目標頻段外對信號具有類似濾波器的隔離作用,說明對帶外信號的損耗較大,具備一定的隔離作用。綜上分析,設計的該款結構能夠很好地將目標阻抗匹配到50 Ω,起到良好的阻抗匹配作用。

圖8 輸出匹配仿真結果Fig.8 Output matching simulation result

功放的整體電路結構如圖9 所示?？煽吹秸w電路結構由微帶線與電容所構成,偏置電路中的λ/4 微帶線代替磁珠起到隔離直流電源的作用同時也減小了電路尺寸。接地電容用來濾除射頻交流信號,防止其泄露到電源端,對于寬帶功率放大器而言其數(shù)量越多效果越好。輸入與輸出端保留的兩個電容在參與匹配的同時起到耦合的作用。對輸入與輸出參與匹配的參數(shù)進行調諧優(yōu)化,為了保證整個通帶內的增益平坦度,犧牲了一定頻段內的匹配程度,使其失配。在考慮到微帶線物理可實現(xiàn)的長度與寬度以及整體結構尺寸的基礎上得到了圖9 所示的最優(yōu)匹配結構。

圖9 超寬帶功率放大器優(yōu)化后整體結構圖Fig.9 Overall structure of the optimized ultra wideband power amplifier

2.2 大信號仿真

對整體電路結構進行大信號仿真,設置輸入功率為28 dBm,來查看大功率下的增益、輸出功率和功率附加效率。仿真的頻段為0.5～3.5 GHz?；宀捎肦ogers 5880,該基板的相對介電常數(shù)為2.2,基片厚度為0.508 mm。得到的仿真結果如圖10 所示。

圖10 大信號仿真結果Fig.10 Large signal simulation result

由圖10 大信號的仿真結果表明,功率放大器在大信號下的工作增益大于11 dB,功率附加效率在60%左右,輸出功率大于41 dBm,達到了本次設計的技術指標。同時從圖中也能看出,在2.8～3 GHz 之間,效率出現(xiàn)一定程度的惡化。這是因為在系統(tǒng)結構的參數(shù)調整中考慮到增益平坦度,犧牲了后半段的匹配效果,同時也跟集總參數(shù)用微帶線轉換造成的損耗有一定的關系。但功放整體性能良好,符合高效率寬帶功放的設計理念。

2.3 實物加工與測試

上述仿真結果滿足設計要求后,將其版圖交于工廠制板。設計基板采用Rogers 5880,這款軟基片性能良好、損耗較低、抗彎折能力較強,具有非常好的射頻性能。加工好的功率放大器實物如圖11 所示。

圖11 功率放大器實物圖Fig.11 The photograph of power amplifier

實物的測試結果與仿真結果對比如圖12 所示。從圖12 可看出,在0.8～3.2 GHz 頻段內輸出功率與增益平坦度具有較為一致的曲線。在0.8～1.5 GHz 以及2.5～3 GHz 頻段內實測效率低于仿真效率,造成此情況的原因一方面是由于PCB 板材的誤差以及實際電路環(huán)境的影響導致實測的效率較仿真的效率有一定程度的降低,另一方面也與系統(tǒng)的參數(shù)優(yōu)化有一定的關系,但整體實測曲線與仿真曲線相近,可以證明設計的該款功率放大器具有很好的穩(wěn)定性與魯棒性。

圖12 功率放大器仿真結果與測試結果對比Fig.12 Comparison between simulation result and test result of power amplifier

將本文設計的超寬帶功率放大器與不同文獻中報道的超寬帶功放對比分析如表2 所示。

3 結論

本文基于F 類功放的設計理論與思想,從漏極的電壓電流表現(xiàn)形式入手,通過引入修正因子拓展阻抗匹配的設計空間,降低了匹配難度。同時引入的修正因子改變了電壓波形,因此降低了晶體管的直流損耗,使得設計的功率放大器同時兼具高效率與寬頻帶的特性。本設計基于ADS 平臺展開,采用CGH40010F 和ROGERS 5880 制作了實物,實驗證明,該功放在1～3 GHz 頻段內飽和效率達到73%,平均增益為11 dB 左右,增益平坦度良好,在整個工作頻段內工作正常,說明本設計是成功的。連續(xù)類功放在國內起步較晚,大多處于理論設計階段。與國內外其他同類型功放相比較,本款功放在系統(tǒng)結構上進行了進一步優(yōu)化,在實現(xiàn)更高的帶寬同時也有更高的效率。未來計劃在保證良好輸出特性的前提下引入可重構智能技術,使其更加智能化。同時也改進系統(tǒng)結構,探索更加簡單的阻抗匹配空間拓展,推動功放設計向集成化與小型化發(fā)展。