脈沖寬度調制高頻高壓電源的研究與設計

程思遠,俞 哲,,肖 越,李金懋,宋春蓮

(1.大連海事大學 理學院,遼寧 大連 116026;2.黑龍江工業(yè)學院 黑龍江省等離子體生物質材料研發(fā)與檢測省級重點實驗室,黑龍江 雞西 158100)

大氣壓非平衡等離子體能夠加速產生高能電子,從而實現一種活性的反應環(huán)境,并且不需要龐大而復雜的真空系統,適合連續(xù)性的工業(yè)生產,被廣泛應用于環(huán)境保護[1]、殺菌消毒[2]、材料表面改性[3-5]、生物醫(yī)療[6-7]等領域。其中,介質阻擋放電(dielectric barrier discharge, DBD)作為一種典型的交流氣體放電,被廣泛地應用于產生以臭氧為主的氧活性粒子,結合水射流空化處理工藝高效產生羥基自由基,可實現高級氧化技術,有效分解水中污染物以及殺滅水中微生物,在水處理領域得到廣泛應用,例如船舶壓載水處理[8-9]、廢水處理[10]、生活飲用水處理[11-12]等。

對于內部結構參數、氣源與冷卻系統確定的介質阻擋放電氧活性粒子發(fā)生器,激勵電源就成了決定發(fā)生器性能好壞的關鍵因素。氧活性粒子反應器中電場強度、電荷傳輸量、能量密度、電離占空比等放電參量與放電電源頻率有著不可分割的關系,適當提高激勵電源頻率與激勵電壓可以優(yōu)化相關參數,進而提高氧活性粒子產生效率。介質阻擋放電功率與放電體系內各參數之間的關系,如式(1)所示。

(1)

式中,f為激勵電源頻率,Cd為電介質層,Cg為放電間隙等效電容,Um為激勵電壓峰值,U0為放電最小電壓?？梢钥闯?在放電功率輸入與反應器結構參數相同的情況下,激勵電壓與電源頻率成反比,也就是在較低的電源頻率下,需要較高的激勵電壓保證反應器中輸入足夠的功率。而為了防止較高激勵電壓帶來的電介質層擊穿,則需要增加電介質層的厚度,較厚的電介質層限制了放電體系能量傳遞和放電性能,從而降低了化學反應效率。提高電源頻率,可降低反應器激勵電壓,減小電介質層被擊穿的可能性,提高設備安全性,增加每個放電周期的電荷傳輸量,提高電源輸出能量密度,另外提高電源頻率也可以降低放電體系工作時產生的高頻噪音。

隨著電子電力技術的進步,以及高頻激勵的優(yōu)點,電源的高頻化成為一種發(fā)展趨勢,更多研究人員的目光投向了高頻開關器件。廣東工業(yè)大學的唐雄民[13]等人在串聯諧振式結構的基礎上通過曲線擬合及仿真研究得出了DBD型發(fā)生器的等效模型,利用等效模型推導出了供電電源電氣參數的表達式,進行實驗得出了較為一致的結果;楊前[14]等人提出了結合零電壓開關的高頻交流脈沖密度調制技術,能夠把高頻環(huán)節(jié)頻率固定的電壓失真地合成低頻電流或電壓信號,使得控制精度更高,輸出的波形更接近正弦波;Koudriavtsev[15]等人采用脈寬調制全橋式逆變電源實現了頻率為7kHz、輸出功率為3kW的激勵電源;Alonso[16]等人采用壓電變壓器(piezoelectric transformer:PT)技術,將激勵電源頻率提升至40.6kHz;此外,Amjad[17]等人采用無變壓器(transformerless)技術,利用LCL諧振功率逆變器(LCL resonant power converter)可使激勵頻率達到幾十kHz,孫保民[18]、杜伯學[19]等人研究了電源頻率對介質阻擋放電脫除去氮氧化物的影響,認為在能耗效率基本不變的情況下,除去率隨頻率的增加先升高后降低。

本文使用金屬-氧化物半導體場效應晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor: MOSFET)作為開關器件,探討了內部控制策略,研制了基于SG3525A芯片的控制電路,擬設計頻率在15～50kHz、電壓在0～6kV的高頻高壓激勵電源,以臭氧發(fā)生為例,驗證該高頻高壓電源的穩(wěn)定性。

1 介質阻擋放電反應器負載特性分析

由大氣壓介質阻擋放電構成的等離子體反應器,可以等效為由高壓電極、電介質層、放電氣隙和接地電極組成的有損耗電容,具有阻容性負載特性。大氣壓非平衡等離子體反應器基本結構,如圖1所示,高壓電極兩面覆蓋電介質層,與兩側接地電極構成雙放電間隙結構。

圖1 大氣壓非平衡等離子體反應器基本結構

在一個激勵周期內,大氣壓非平衡等離子體反應器可分為三種工作狀態(tài),電荷電壓圖形中分別對應A、B、C三個位置,如圖2所示,對應工作狀態(tài)如圖3所示。

圖2 反應器電流電壓波形示意圖

(a)A工作狀態(tài) (b)B工作狀態(tài) (c)C工作狀態(tài)

A狀態(tài)表示反應器未放電的狀態(tài),放電間隙內不存在微放電通道,B狀態(tài)表示放電間隙部分放電的狀態(tài),C狀態(tài)表示放電間隙內全部被放電通道充滿,并穩(wěn)定放電的狀態(tài)。

A狀態(tài)為反應器模塊未放電時的狀態(tài),此時放電間隙內沒有形成放電通道,反應器的等效電容CA,如式(2)所示。

(2)

B狀態(tài)為放電間隙內部分放電的狀態(tài),此狀態(tài)是個過渡狀態(tài),即隨著激勵電壓增加,放電間隙內逐漸產生放電通道,并且放電通道數量也隨激勵電壓增加而逐漸增多,傳導的電荷量也相應增加。其中,放電間隙的等效電容Cg1隨放電通道數量增多逐漸減小。將電介質層的等效電容Cd分為兩部分,Cd1表示放電間隙未放電位置對應的電介質等效電容,Cd2表示放電位置對應的電介質等效電容,則有Cd1+Cd2=Cd。此時反應器模塊的總等效電容CB,如式(3)所示。

(3)

C狀態(tài)為放電間隙內全部被放電通道充滿并穩(wěn)定放電時的狀態(tài),若放電通道布滿整個放電空間,放電間隙相當于導體,電導率非常高,此時反應器模塊的總等效電容CC就等于Cd即CC=Cd。而在實際應用中,放電通道很難充滿整個放電氣隙,C狀態(tài)很難達到。

A狀態(tài)沒有放電時的電容為CA,C狀態(tài)的等效電容為CC,B狀態(tài)為過渡狀態(tài),等效電容CB在不斷變化。在實際應用中,通過對大氣壓非平衡等離子體反應器進行優(yōu)化,使放電狀態(tài)更接近C狀態(tài),在放電間隙內產生更多的微放電通道,才能使等離子體化學反應更有效地進行。所以介質阻擋放電為非線性容性負載。

在實際應用當中,對激勵電源以及大氣壓介質阻擋放電裝置進行優(yōu)化配比,使放電盡可能接近狀態(tài)C,讓放電空間內充斥盡可能多的放電通道,可以使放電空間內的化學反應更有效地進行。

2 電源主回路設計

2.1 主回路拓撲

電源電路包括整流電路、逆變電路、驅動電路、控制電路及高頻變壓器。其主要工作流程為:電源的輸入為電網的工頻交流電,經過整流電路后變?yōu)橹绷麟?經過逆變電路后,輸出高頻交流電,經高頻變壓器升壓后輸出高頻高壓至相應負載,系統結構圖,如圖4所示。

圖4 高頻高壓電源系統結構

其中整流電路采用全橋整流,逆變電路利用兩只開關管做成半橋逆變電路,其中控制電路及驅動電路的供電由輔助電源實現,頻率的變化通過控制電路核心芯片SG3525A控制開關管的導通與關斷實現。

其中,整流電路采用單相不可控橋式整流電路,F2AL250V熔斷器作為過流保護,由EMC濾波電路濾除電網雜波后,利用D25XB100整流橋整流,逆變電路采用半橋逆變結構,型號為IRFP460A的MOSFET作為功率開關管使用,控制電路選擇基于脈沖寬度調制集成控制芯片SG3525A的控制系統,高頻變壓器的設計也尤為關鍵,磁芯材料選擇更適合在較高頻率下工作的鐵氧體,雖然飽和磁通密度較低,但高頻下的鐵損較小,且成本較低。此外,還包括匝數、線徑的設計以及電感量的測量等。主電路拓撲結構,如圖5所示。

圖5 主電路拓撲結構

2.2 逆變電路

半橋逆變電路由兩個橋臂組成,其中0點為電源中點,由分壓電容C1和C6取得,使得上下部分電壓相等,為整流后電壓U0的一半。當高電平信號給到MOSFET管Q2時,Q2導通,Q3關斷,此時電容C1的電壓通過Q2給到變壓器TL1的原邊繞組,繞組兩端電壓等于C1兩端電壓,為1/2U0,Q3所承受電壓為輸入電壓U0,當Q2關斷,Q3還未導通時,由于變壓器繞組電感及漏感的作用,使得原邊繞組中積蓄有電流,電流通過Q3的續(xù)流二極管給電容C6充電,變壓器兩端電壓就會變?yōu)樨撝?當高電平信號給到Q3時,Q3導通,Q2關斷,此時電容C6的電壓通過Q3給到變壓器TL1的原邊繞組,繞組兩端電壓等于C6兩端電壓,為-1/2U0,Q2所承受電壓為輸入電壓U0,當Q3關斷,Q2還未導通時,由于變壓器繞組電感及漏感的作用,使得原邊繞組中積蓄有電流,電流通過Q2的續(xù)流二極管給電容C1充電,此時變壓器原邊電壓恢復為正電壓。逆變電路圖,如圖6所示。

圖6 逆變電路

電路中連接的聚丙烯電容C5,除了起到隔絕直流的作用外,也可以按捺變壓器TL1出現偏磁現象。變壓器產生偏磁的原理如下:當變壓器偏磁時,變壓器一次側電壓波形發(fā)作正負半波脈沖電壓的伏秒乘積不等,變壓器磁芯趨于單向飽和,導致勵磁電流急劇增大,這種不平衡會隨時間累積下來,勵磁電流能夠大到將變壓器焚毀,隔直電容法按捺偏磁是在變壓器一次側串聯一個參數適宜的電容,此電容能夠消除變壓器一次側電壓波形中的直流成分,當單向伏秒積增大時,發(fā)生的直流成分會被隔直電容按捺,在一定程度上電路變壓器偏磁遭到按捺。MOSFET輸出電壓波形圖,如圖7所示。

圖7 MOSFET輸出波形

2.3 高頻變壓器

本設計激勵電源要求變壓器工作在15～50kHz的頻率范圍內,這就要求在該頻率范圍內磁芯材料的功率損耗盡可能小,磁通密度高,溫度升高時飽和磁通密度降低盡量小。本文選用變壓器磁芯為U形錳鋅鐵氧體磁芯,相對于硅鋼片和非晶磁芯,鐵氧體磁芯更適合在較高的頻率下工作。雖然鐵氧體磁芯飽和磁通密度較低,約4000Gs,僅相當于硅鋼片磁芯的1/4～1/5,并且溫度特性一般,機械性能也脆弱易碎,但其具有較高的電阻率(102～109Ω·cm),非常小的高頻鐵損,而且價格便宜。U形磁芯的漏磁大于E形磁芯,考慮到所要求的變壓器輸出功率小,體積不大,選取U形磁芯在不影響電源和變壓器性能的基礎上,更有利于參數調整和制作加工。并利用聚酯分子薄膜復合纖維組織絕緣紙,以降低層間絕緣實際有效厚度,減少漏感。

對于小型高頻變壓器參數原邊及副邊繞組參數的設計,要根據輸入輸出電壓、激勵頻率、U形磁芯參數來設計。在激勵頻率較高的情況下,需考慮導線的趨膚效應,并以此確定所使用的導線型號。針對進行方形震蕩波轉換的高頻變壓器設備而言,原邊繞組匝數N1為:

(4)

式(4)中,UOut為大功率逆變器輸出的工作電壓幅值,即為施加于原邊繞組上的工作電壓幅值;B為磁芯工作磁通密度,這里取1000Gs;S為磁芯的有效截面積,PC40磁芯的截面積為6.39cm2;f為變壓器運行工作頻率,這里選取范圍為15～50kHz。副邊繞組匝數N2根據所需提升工作電壓的差異,可由式(5)計算。

(5)

理論上在計算出原邊繞組匝數和副邊繞組匝數后,在實際應用中應根據反應器荷載的實際狀況來明確具體詳細的繞組匝數。其基本原則是,在保證反應器正常高效運行的同時,盡量降低繞組匝數,將變壓器漏感降至最小。針對變壓器設備繞線的線徑,需要計算對其通過繞組的電流,根據電流密度計算橫截面積,最后根據查表法參考相應表格,查算出對應線徑。通過原邊繞組的電流為:

(6)

因為金屬導線為銅線,相對應工作電流有效密度范圍2.9～3.5A/mm2,選取工作電流有效密度3A/mm2。由于導線中通過交變電流時會產生集膚效應,當交變電流通過時相當于導線的有效截面積縮小,使得在高頻變壓器工作時,實際電阻要比導線在直流電作用的情況下大,工作頻率越高,這種效應越明顯,導線電阻增加的越多。金屬導線經過高頻交變工作電流時有效截面積的減少能夠用穿透深度來進行反映,其意義是交變工作電流沿金屬導線表層開始可以到達的徑向實際深度,其計算公式為:

(7)

式(7)中,ω是角頻率;當選用銅導線時,電阻率γ=58×106(Ω·m);μ為銅導線的相對磁導率。在15～50kHz的工作頻率下,Δ的取值范圍為0.36～0.64mm。選用高頻變壓器繞組導線的線徑時,應使其低于兩倍穿透深度,當導線確定完畢的截面直徑較由穿透深度決定的最大有效直徑較高時,采用小直徑的多股導線進行并行繞制。

依據以上原理,通過運算得到原邊繞組匝數100,原邊繞組選用線徑為0.5mm的雙股繞線;副邊繞組匝數1600,副邊繞組選取線徑為0.2mm單股繞線。

3 控制與驅動電路設計

3.1 控制策略及控制電路

由于介質阻擋放電為非線性容性負載,且各參數受外部因素如氣流量、放電溫度,因此需要相應的控制策略以達到放電系統整體穩(wěn)定運行的目的。脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation:PWM)是主要用于產生一定占空比與特定頻率的方波,用于控制MOSFET的導通與關斷。固定開關管的工作頻率,調節(jié)其導通的時間比例,從而調節(jié)輸出給負載的電壓與電流大小的調制方式叫做脈沖寬度調制,調節(jié)導通時間的PWM調制原理圖,如圖8所示。

圖8 脈沖寬度調制原理

其工作原理是利用比較器對指令電壓與最大值為VCP的鋸齒波電壓VC進行比較,當VB≥VC時,使得晶體管導通;反之,晶體管關斷。

PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。電壓型控制器只有電壓反饋控制,可滿足穩(wěn)定電壓的要求,電流型控制器增加了電流反饋控制,除了穩(wěn)定輸出電壓外,還具有以下優(yōu)點,當流經開關管的電流達到給定值時,開關管自動關斷,自動消除工頻輸入電壓經整流后的紋波電壓,在電源輸出端,300Hz以下的紋波電壓很低,因此可減小輸出濾波電容的容量大小。多臺電源并聯工作時,PWM控制器具有內在的均流能力,具有更快的負載動態(tài)響應。目前比較常用的電源集成控制器有SG3524、SG3525A、TL494、UC3842等。本文選用SG3525A作為PWM控制器,SG3525A振蕩器通過外接時基電容和電阻產生鋸齒波振蕩,同時產生時鐘脈沖信號,該信號的脈沖寬度與鋸齒波的下降沿相對應。時鐘脈沖作為由觸發(fā)器組成的分相器的觸發(fā)信號,用來產生相位相差180°的一對方波信號,即UT1和UT2,誤差放大器是一個雙極差分放大器,經差分放大的信號U1與振蕩器輸出的鋸齒波電壓U5加至PWM比較器的負、正輸入端,比較器輸出的調制信號經鎖存后作為或非門電路的輸入信號UP,或非門電路在正常情況下具有三零輸入:分相器的輸出信號UT1或UT2,PWM調制信號UP和時鐘信號UC。或非門電路的輸出U01和U02即為圖騰柱電路的驅動信號。各部分波形示意圖,如圖9所示。

圖9 SG3525A各部分波形

采用SG3525A作為PWM控制芯片,用于控制半橋逆變電路,控制電路圖,如圖10所示。

圖10 控制電路

采樣電壓接SG3525A內部誤差放大器的管腳1反相輸入端,為調節(jié)采樣電壓與參考電壓的比較值,在1腳回路串接可調電位器RV2以便于調節(jié)采樣電壓,在誤差放大器同相輸入端引腳2與補償信號輸入端引腳9間接入電阻構成比例回路,引腳5、6為定時電容與定時電阻接入端,用于調節(jié)輸出頻率,引腳5與引腳7之間連接放電電阻以構成放電回路,引腳8為軟啟動端,連接電容用于SG3525A的軟啟動。SG3525A利用關斷控制電路對每個脈沖電流進行限流控制,其方法為將過流脈沖信號送至關閉控制引腳10,當引腳10的電壓超過某個值時進行限流操作或將PWM鎖存器關斷輸出,到下一個周期才恢復,如果引腳10的信號持續(xù)時間較長,則由啟動電路重新啟動工作。管腳11和管腳14輸出兩路PWM,送給驅動電路驅動控制MOSFET;引腳13與15為偏置電源的接入端,電源電壓為+12V;基準電壓由16腳取得,經過電阻分壓后接誤差放大器的同相輸入端。

SG3525A芯片振蕩頻率由Ct、Rt、Rd決定,頻率調節(jié)范圍由15～50kHz。芯片振蕩頻率估算公式如式(8)所示。

(8)

3.2 驅動電路

SG3525A的PWM模塊,產生兩路PWM信號,分別輸送給到控制電路的輸出端即驅動電路輸入端的兩組TC4422芯片,通過驅動電路將輸出的脈沖信號進行功率放大,最后得到驅動MOSFET所需的交替高低電平。

利用TC4422進行推挽式輸出,交替輸出高低電平進行MOSFET的導通關斷控制,并利用變壓器T4進行電氣隔離,使一次側與二次側的電氣完全絕緣,也使該回路隔離,利用鐵芯的高頻損耗大的特點,抑制高頻雜波傳入控制回路。此外,保護人身安全,隔離危險電壓。驅動電路圖,如圖11所示。

圖11 驅動電路

可以看出,開關管輸出波形為一個近似的方波,TC4422通過驅動電路輸出到開關管的導通信號為相加比例小于100的方波信號,因為當開關管導通比例相加達到100會使得兩個開關管存在同時導通的情況,產生短路狀態(tài)燒毀開關管。TC4422輸出波形,如圖12所示,產生的方波可以供給MOSFET通斷使用。

圖12 TC4422兩路輸出波形

4 臭氧發(fā)生的穩(wěn)定性實驗

大氣壓非平衡等離子體反應器三維結構圖和外觀圖,如圖13和圖14所示。

圖13 大氣壓非平衡等離子體反應器三維結構圖

圖14 大氣壓非平衡等離子體源反應器外觀圖

大氣壓非平衡等離子體反應器采用矩形薄平板結構,主要由α-Al2O3電介質層、高壓電極、接地電極、原料氣體入口、反應產物出口、冷卻水入口、冷卻水出口和密封側板組成。利用冶貼方法將銀高壓電極覆蓋在α-Al2O3電介質層表面構成高壓電極,并放置在兩接地電極之間,組成雙電離腔結構,放電間隙為0.5mm,誤差要求小于±1%,每個電離腔放電面積為157×118mm2。大氣壓非平衡等離子體反應器采用窄放電間隙結構的益處是實現了大氣壓下的強電場放電,提高放電空間電離度和電離區(qū)域占空比,增強等離子體化學反應效能。接地電極上設置有冷卻液進口和出口,冷卻液通過反應器接地電極,對反應器電極和內部進行降溫。接地電極由316L不銹鋼加工獲得。

實驗中采用純度為99%的氧氣作為反應氣體,經過減壓閥后利用質量流量控制計調節(jié)氣體流量,反應后的氣體一部分送入氧活性粒子檢測儀,多余氣體送入分解裝置進行分解。實驗中采用自制高頻高壓激勵電源將工頻220V交流電升頻升壓,高頻高壓電源電壓峰值約為6kV,頻率為15～50kHz。電流電壓波形通過高壓探頭及電流探頭測量,高壓探頭型號為美國泰克的Tektronix P6015A,變比為1000:1,電流探頭型號為Tektronix P6022,示波器采用美國Tektronix生產的DPO4104數字存儲示波器,采樣率為5GS/s,帶寬1GHz。利用BMT964紫外臭氧檢測儀進行檢測臭氧產生濃度,通過調節(jié)激勵電源頻率,使其與等離子體反應器負載相匹配,研究激勵電源頻率與功率對臭氧產生效能的影響。臭氧發(fā)生與檢測系統示意圖,如圖15所示。

圖15 臭氧發(fā)生與檢測系統示意圖

控制氧氣流量為1L/min,頻率在15～17kHz下分別對不同功率下的臭氧濃度進行測量,如圖16所示。

圖16 不同頻率下氧活性粒子濃度隨功率變化

在功率20～50W階段,可以發(fā)現,三個頻率下的臭氧濃度幾近無差別,電源功率增加至50W后,濃度開始出現差別,最終在功率為140W達到峰值,濃度分別為172.6g/cm3、160.9g/cm3、157.2g/cm3。電源功率過高使電極和氣體溫度升高,導致臭氧生成后再次分解,因此需要適當的調節(jié)電源功率。

在原料氣體流量一定的情況下,臭氧的產量由臭氧濃度決定。隨著輸入功率的增加,臭氧產量也是在達到一個最高值后開始下降,如圖17所示。

圖17 不同頻率下氧活性粒子產量隨功率變化

最大產量出現在流量為1L/min、輸入功率為140W時,其值為10.3g/h,此時對應臭氧濃度為172.6g/cm3。盡管在低流量時臭氧濃度較高,但受流量限制,產量較低。因此,應根據實際應用中對濃度和產量的需要,調整大氣壓非平衡等離子體反應器的工作狀態(tài)。

能耗效率也是反映大氣壓非平衡等離子體反應器性能的重要參量,能耗效率隨輸入功率的變化情況,如圖18所示。

圖18 不同頻率下能量效率隨功率變化

在不同頻率下,最大能耗效率都出現在較低的輸入功率時,且能耗效率隨著輸入功率的增大而減小。在該放電條件下,電源可穩(wěn)定輸出。

5 結論

本文通過對負載特性、電源的主電路拓撲、高頻高壓電源流程結構的分析,設計頻率15～50kHz、電壓0～6kV的高頻高壓電源。控制電路采用芯片SG3525A,可以驅動開關頻率高的MOSFET器件,反應速率高,抗干擾性能卓越。驅動電路采用TC4422作為驅動器,TC4422是強電流驅動器,能夠驅動大功率MOSFET,具有很高的輸出驅動電壓幅值,利用其進行推挽輸出,交替輸出高低電平進行MOSFET的導通關斷控制。

采用該高頻高壓電源,以臭氧產生為應用實例,驗證電源穩(wěn)定性。在電源頻率15～17kHz范圍內,隨著功率的逐漸升高,氧活性粒子濃度逐漸升高及產量逐漸升高,在功率140W時達到最高,濃度為172.6g/cm3,產量為10.3g/h。在不同頻率下,最大能耗效率都出現在較低的輸入功率時,且能耗效率隨著輸入功率的增大而減小。針對該臭氧發(fā)生負載,電源在15～17kHz范圍內可輸出足夠的功率,使臭氧發(fā)生器穩(wěn)定運行。