冰下單載波水聲通信試驗(yàn)研究

田亞男，張愛(ài)國(guó)，李 林，朱廣軍，李文君，要 津

(1.哈爾濱工程大學(xué)水聲技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，黑龍江 哈爾濱 150001；2.海洋信息獲取與安全工信部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（哈爾濱工程大學(xué)），工業(yè)和信息化部，黑龍江 哈爾濱 150001；3.哈爾濱工程大學(xué)水聲工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001；4.哈爾濱工程大學(xué)青島船舶科技有限公司，山東 青島 266400)

0 引言

近年來(lái)，隨著北極地區(qū)冰雪的快速融化，各國(guó)都希望在北極開(kāi)辟新航道，并對(duì)其海底儲(chǔ)藏的豐富油氣資源進(jìn)行高效開(kāi)發(fā)和利用。這極大地促進(jìn)了極區(qū)各種應(yīng)用的發(fā)展，其中冰下通信得到了廣泛關(guān)注。為了有效控制自主水下航行器(Autonomous Underwater Vehicle,AUV)和無(wú)人水下航行器(Unmanned Underwater Vehicle,UUV)并監(jiān)測(cè)海冰的下降趨勢(shì)，迫切需要極地冰下通信的支持。在極地冰下環(huán)境中，AUV、UUV等在一些科學(xué)研究中發(fā)揮重要作用[1-3]。同時(shí)，北極海冰的覆蓋率逐漸下降，發(fā)現(xiàn)并預(yù)測(cè)海冰融化趨勢(shì)對(duì)于極區(qū)環(huán)境監(jiān)控是十分有必要的[4-5]。常年受冰層覆蓋的影響，北極水域內(nèi)的軍事、民用等冰下活動(dòng)需要依靠聲學(xué)技術(shù)，對(duì)于北極冰下的信息交互，水聲通信是最為可取的手段。與開(kāi)放水域介質(zhì)不同，冰下介質(zhì)呈正梯度分布。信號(hào)在每次反射時(shí)從冰中散射，這意味著傳輸損耗增加且傳播條件變得復(fù)雜，使得信號(hào)在傳輸過(guò)程中嚴(yán)重失真[6-7]。

目前，常用的水聲通信技術(shù)主要有擴(kuò)頻技術(shù)、正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技術(shù)、單載波技術(shù)等。擴(kuò)頻技術(shù)適用于高質(zhì)量遠(yuǎn)距離水聲通信，但是其通信速率一般在幾十比特量級(jí)，無(wú)法滿(mǎn)足高速率要求[8]。OFDM具有抗多途能力強(qiáng)、頻帶利用率高、通信速率快和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低等優(yōu)點(diǎn)，但它對(duì)頻偏和相位噪聲比較敏感，抗多普勒能力弱。而多普勒效應(yīng)會(huì)對(duì)子載波間的正交性產(chǎn)生影響，造成子載波的干擾，因此接收端需要通過(guò)復(fù)雜的算法來(lái)解決子載波干擾的問(wèn)題。同時(shí)，OFDM信號(hào)的峰值平均功率比很高，信號(hào)的傳輸和接收存在一定困難[9]。相比之下，單載波水聲通信技術(shù)在抗多普勒頻偏和峰值平均功率比方面具有較大優(yōu)勢(shì)，同時(shí)它的傳輸速率能達(dá)到千赫茲量級(jí)，與擴(kuò)頻通信相比，通信速率快[10]。單載波水聲通信的這些優(yōu)勢(shì)使其成為當(dāng)今水聲通信領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)。

多途時(shí)延造成的碼間干擾是影響通信性能的重要因素。在單載波通信中，抑制碼間干擾的研究主要集中在信道均衡技術(shù)[11]。信道均衡主要分為頻域均衡和時(shí)域均衡[12]。盡管頻域均衡計(jì)算量較小，但是它需要插入大量的訓(xùn)練序列或者導(dǎo)頻序列，嚴(yán)重影響了通信速率。因此，本文的研究主要集中在時(shí)域均衡上。其中，內(nèi)嵌鎖相環(huán)的自適應(yīng)多通道判決反饋均衡器(Multi-Channel Decision Feedback Equalization,M-DFE)以其優(yōu)越的性能被廣泛使用[13-14]。

本文主要通過(guò)處理黃海冰下試驗(yàn)數(shù)據(jù)研究MDFE在冰下環(huán)境中的性能,并比較了遞歸最小二乘(Recursive Least Squares,RLS)和改進(jìn)比例歸一化最小均方誤差(Improved Proportional Normalized Least Mean Square,IPNLMS)兩種常用的均衡方法。

1 多通道判決反饋均衡器(M-DFE)

多通道判決反饋均衡器(M-DFE)利用不同陣元信號(hào)的聯(lián)合處理來(lái)抵抗水聲多途信道引起的衰落，能夠有效提高系統(tǒng)性能。

M-DFE的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。在圖1中，yi(n)為不同陣元接收信號(hào)，i=1，2，…N，N為接收陣元個(gè)數(shù)。ai(n)為前饋濾波器抽頭，長(zhǎng)度為L(zhǎng)1，N個(gè)接收陣元的前饋抽頭組成長(zhǎng)度為NL1的a(n)。b(n)為反饋濾波器抽頭，長(zhǎng)度為L(zhǎng)2。a(n)和b(n)構(gòu)成均衡器總抽頭為w(n)。p(n)為前饋濾波器的輸出，q(n)為反饋濾波器的輸出，d?(n)=p(n)+q(n)為整個(gè)均衡器的輸出。

圖1 M-DFE結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of M-DFE

在前向?yàn)V波的過(guò)程中，將相位θ(n)加入到輸入信號(hào)中，利用內(nèi)置鎖相環(huán)對(duì)隨機(jī)相位進(jìn)行補(bǔ)償。以RLS為例，M-DFE更新過(guò)程為：

(1)初始化參數(shù)：選擇接收陣元個(gè)數(shù)N；設(shè)定均衡器前饋長(zhǎng)度L1和反饋長(zhǎng)度L2；n=0時(shí)刻均衡器抽頭系數(shù)為w=[0 … 0]T；輸入信號(hào)相關(guān)矩陣的逆為P[0]=δI，其中I為單位陣，δ為常數(shù)；λ為遺忘因子。

(2)n時(shí)刻更新均衡器抽頭系數(shù)：

2 試驗(yàn)設(shè)計(jì)及布局

2020年1月15日在黃海北部浮冰區(qū)進(jìn)行了單載波水聲通信試驗(yàn)。圖2為在發(fā)射船拍攝的試驗(yàn)現(xiàn)場(chǎng)的浮冰情況。具體的試驗(yàn)布局方案如圖3所示，發(fā)射端采用工作頻帶為8～20 kHz的換能器，布放深度約為水下7 m。接收端使用間距為1 m的7陣元自容式接收陣，布放深度為1～7 m。本次試驗(yàn)中使用的試驗(yàn)船無(wú)破冰能力，為了開(kāi)展此次試驗(yàn)，試驗(yàn)船沿著冰邊緣航行。發(fā)射船和接收船之間的水平距離為5.5 km。M-DFE通過(guò)多陣元聯(lián)合處理來(lái)獲得增益，達(dá)到更好的均衡效果。同時(shí)，陣元數(shù)目的增加也會(huì)帶來(lái)計(jì)算復(fù)雜度的增加，對(duì)通信系統(tǒng)中處理器的運(yùn)算能力提出很大挑戰(zhàn)。若無(wú)特殊說(shuō)明，文中僅利用2號(hào)和3號(hào)陣元進(jìn)行兩陣元M-DFE處理。從下文中的結(jié)果可以看到，兩陣元聯(lián)合處理能達(dá)到較好的均衡性能，同時(shí)計(jì)算復(fù)雜度適中。

圖2 試驗(yàn)現(xiàn)場(chǎng)的浮冰情況Fig.2 Ice floating scene at the test site

圖3 冰下試驗(yàn)的布設(shè)Fig.3 Layout of under-ice tests

試驗(yàn)中，發(fā)送數(shù)據(jù)格式如圖4所示，數(shù)據(jù)由線性調(diào)頻序列(Linear Frequency Modulation,LFM)和經(jīng)過(guò)調(diào)制后的信息序列構(gòu)成，其中LFM用于接收信號(hào)同步和多普勒測(cè)量。每幀中包含50個(gè)信息數(shù)據(jù)塊，每個(gè)數(shù)據(jù)塊中含有1 024個(gè)符號(hào)。信息符號(hào)調(diào)制方式包括二進(jìn)制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)、正交相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)和八進(jìn)制相移鍵控(8 Phase Shift Keying,8PSK)，比特率包括1、2、3、4、6、8和12 kb·s-1，每個(gè)數(shù)據(jù)塊前300個(gè)(BPSK、QPSK)或500個(gè)(8PSK)符號(hào)做訓(xùn)練序列，剩余符號(hào)為數(shù)據(jù)序列。對(duì)于1 kb·s-1的BPSK、2 kb·s-1的QPSK和3 kb·s-1的8PSK，每種調(diào)制方式發(fā)送2幀；對(duì)于2 kb·s-1的 BPSK、4 kb·s-1的 QPSK 和 6 kb·s-1的8PSK，每種調(diào)制方式發(fā)送3幀；對(duì)于4 kb·s-1的BPSK、8 kb·s-1的QPSK和12 kb·s-1的8PSK，每種調(diào)制方式發(fā)送4幀。

圖4 發(fā)送數(shù)據(jù)格式Fig.4 Data format of sending data

由2號(hào)單陣元采集到的信號(hào)的時(shí)域波形如圖5。從圖中可以看到，接收信號(hào)完全淹沒(méi)在噪聲中，信號(hào)的信噪比小于-5 dB，經(jīng)過(guò)帶通濾波后，帶內(nèi)信噪比高于5 dB。

圖5 接收信號(hào)波形Fig.5 Waveform of received signal

3 冰下水聲信道估計(jì)

假設(shè)信道非因果部分長(zhǎng)度為5 ms，因果部分長(zhǎng)度為20 ms。以比特率為4 kb·s-1和8 kb·s-1的QPSK及比特率為6 kb·s-1和12 kb·s-1的8PSK符號(hào)為例，，利用最小二乘(Least square,LS)算法得到信道估計(jì)結(jié)果如圖6和圖7所示。

圖6 不同速率的QPSK、8PSK符號(hào)調(diào)制方式的2號(hào)陣元信道估計(jì)結(jié)果Fig.6 Channel estimation result of element 2 under QPSK and 8PSK symbol modulation at different rates

圖7 不同速率的QPSK、8PSK符號(hào)調(diào)制方式的3號(hào)陣元信道估計(jì)結(jié)果Fig.7 Channel estimation result of element 3 under QPSK and 8PSK symbol modulation at different rates

從圖6、7所示的信道估計(jì)結(jié)果可以看出：(1)信道多途時(shí)延可達(dá)數(shù)十毫秒，接收端需要利用均衡器來(lái)克服長(zhǎng)多途時(shí)延造成的碼間干擾；(2)2號(hào)陣元和3號(hào)陣元的信道存在差異性，且兩個(gè)信道都具有時(shí)變、空變特性。為了跟蹤信道的變化，選用自適應(yīng)均衡器；(3)信道存在非因果和因果部分，這表明當(dāng)前時(shí)刻之前和之后的碼元都會(huì)對(duì)當(dāng)前時(shí)刻產(chǎn)生影響，為了消除這些影響，采用加入判決反饋的自適應(yīng)均衡器；(4)信道呈現(xiàn)稀疏特性，信道的大部分能量只集中在少數(shù)抽頭上。在均衡器中利用信道的稀疏性可以提高均衡性能。

4 冰下水聲信道均衡

為了消除時(shí)變水聲信道帶來(lái)的碼間干擾，采用自適應(yīng)判決反饋均衡技術(shù)。均衡器分別采用IPNLMS和RLS算法，其中IPNLMS利用了信道的稀疏特性。根據(jù)信道估計(jì)結(jié)果，設(shè)單陣元前饋濾波器長(zhǎng)度為30個(gè)符號(hào)，則兩個(gè)陣元M-DFE前饋總長(zhǎng)度為60個(gè)符號(hào)。反饋濾波器長(zhǎng)度為30個(gè)符號(hào)。對(duì)于IPNLMS算法，μ=0.2，α=-0.5，δa=δb=10-8。對(duì)于RLS算法，遺忘因子λ=0.998 5，初始化參數(shù)δ=0.1，二階鎖相環(huán)系數(shù)為P1=0.000 1，P2=0.000 01。參數(shù)的選擇原則是使均衡誤碼性能最優(yōu)。文中分別利用單陣元均衡和兩個(gè)陣元M-DFE聯(lián)合均衡，并比較其均衡性能。訓(xùn)練序列長(zhǎng)度為300個(gè)符號(hào)，統(tǒng)計(jì)每幀中落在特定誤碼率區(qū)間內(nèi)數(shù)據(jù)塊塊的數(shù)目作為衡量均衡器性能指標(biāo)，得到的結(jié)果如圖8所示。

圖8(a)～8(h)中，I表示2號(hào)單陣元IPNLMS均衡結(jié)果，Ⅱ表示2號(hào)單陣元RLS均衡結(jié)果，Ⅲ表示2號(hào)和3號(hào)兩陣元聯(lián)合IPNLMS均衡的結(jié)果，Ⅳ表示2號(hào)和3號(hào)兩陣元聯(lián)合RLS均衡的結(jié)果。由結(jié)果可以看出：(1)相同傳輸速率的情況下，隨著調(diào)制階數(shù)的增加，均衡性能下降。(2)相同調(diào)制方式時(shí)，隨著傳輸速率的增大，系統(tǒng)誤碼率增加。(3)相同調(diào)制方式、同等速率下，不同幀之間的均衡效果有差異，這可能與信道的時(shí)變性和信噪比有關(guān)。(4)無(wú)論在何種均衡方式下，兩陣元聯(lián)合處理的結(jié)果優(yōu)于單陣元的結(jié)果，但這同時(shí)帶來(lái)了計(jì)算復(fù)雜度的增加。(5)從統(tǒng)計(jì)結(jié)果來(lái)看，RLS的均衡效果優(yōu)于IPNLMS的均衡效果，應(yīng)該注意到的是RLS的復(fù)雜度與均衡器長(zhǎng)度的平方成正比。在計(jì)算復(fù)雜度無(wú)限制的條件下，利用RLS能達(dá)到更好的均衡效果。

由圖6、7可以看出，對(duì)于符號(hào)率為12 kb·s-1的8PSK信號(hào)，信道結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，利用單陣元不能正確解碼。此時(shí)，比較兩陣元M-DFE(2號(hào)+3號(hào))和三陣元(2號(hào)+3號(hào)+4號(hào))M-DFE對(duì)第一幀解碼的性能。與前述情況相比，此時(shí)信道結(jié)構(gòu)更加復(fù)雜，多途時(shí)延更大，需要的均衡器抽頭個(gè)數(shù)也更多。因此設(shè)三陣元M-DFE前饋濾波器的總長(zhǎng)度為120個(gè)符號(hào)，反饋濾波器的長(zhǎng)度為30個(gè)符號(hào)，兩陣元MDFE前饋濾波器長(zhǎng)度為80個(gè)符號(hào)，反饋濾波器長(zhǎng)度為30個(gè)符號(hào)。訓(xùn)練序列長(zhǎng)度為500個(gè)符號(hào)，均衡器其余參數(shù)不變，得到的解碼結(jié)果如圖8(i)所示。

圖8 不同情況下的均衡性能比較Fig.8 Comparison of equalization performances under different conditions

圖8(i)中I表示兩陣元聯(lián)合IPNLMS均衡的結(jié)果，Ⅱ表示兩陣元聯(lián)合RLS均衡的結(jié)果，Ⅲ表示三陣元聯(lián)合IPNLMS均衡的結(jié)果，Ⅳ表示三陣元聯(lián)合RLS均衡的結(jié)果。由該結(jié)果可以看出，三陣元MDFE結(jié)果明顯優(yōu)于兩陣元M-DFE的結(jié)果。同時(shí)應(yīng)該注意的是，三陣元M-DFE的計(jì)算復(fù)雜度高于兩陣元M-DFE的計(jì)算復(fù)雜度。

5 結(jié)論

本文主要研究了內(nèi)嵌鎖相環(huán)多通道判決反饋均衡技術(shù)(M-DFE)在冰下水聲通信中的應(yīng)用，重點(diǎn)比較了兩種常用的均衡方法。對(duì)黃海冰下試驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行了分析，結(jié)果表明，對(duì)于不同通信速率的BPSK、QPSK、8PSK符號(hào)，利用兩陣元或三陣元M-DFE處理后，解碼性能較單陣元DFE相比均有明顯提升。RLS均衡性能優(yōu)于IPNLMS均衡性能，但這是以增加系統(tǒng)計(jì)算復(fù)雜度為代價(jià)的。試驗(yàn)結(jié)果表明，在冰下水聲通信中使用M-DFE抵抗多途干擾是有效可行的，這對(duì)北極冰下通信具有一定的借鑒意義。