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    基于無橋PFC的單相三電平變換器設(shè)計

    2022-10-21 06:39:28徐甜川張杰
    電工材料 2022年5期
    關(guān)鍵詞:導(dǎo)通二極管電平

    徐甜川,張杰

    (1.三峽大學(xué) 電氣與新能源學(xué)院,湖北宜昌 443000;2.東北電力大學(xué) 經(jīng)濟管理學(xué)院,吉林吉林 132012)

    引言

    無橋功率因數(shù)校正(PFC)電路由于去除了傳統(tǒng)Boost PFC前級二極管整流橋,電路通態(tài)損耗低、效率高,得到廣泛關(guān)注[1,2]。dual-boost無橋電路[3-5]在傳統(tǒng)無橋PFC的對地側(cè)增加了兩個二極管作為低頻電流的回路,橋臂上開關(guān)只作為高頻開關(guān)不參與低頻續(xù)流,具有更低的共模干擾,缺點是這種拓撲必須使用兩個電感,功率密度不高;圖騰柱無橋拓撲具有較低的EMI[6-8],使用元件相對較少,可以有效提高電路效率,但對元件性能的要求較高;前級二極管整流橋中間嵌入一對反向串聯(lián)的開關(guān)管[9],提出了一種無橋PFC變換器,為本文提出的電路提供了思路。此外,多電平PFC變換器在許多文獻中被認為是提高電能質(zhì)量和效率的一種解決方案[10-12]。與兩電平整流器相比,它們的主要優(yōu)點是具有更低的開關(guān)損耗和諧波分量。

    本設(shè)計將無橋PFC電路與多電平技術(shù)相結(jié)合,提出了一類新型無橋三電平PFC電路。以對稱無橋三電平PFC電路為例,詳細分析其拓撲構(gòu)造、工作原理以及調(diào)制系統(tǒng)等,并對其器件選型給出了計算過程,對電路的損耗計算建立了數(shù)學(xué)模型,最后通過仿真搭建1 kW/50 Hz的樣機進行試驗驗證。

    1 拓撲結(jié)構(gòu)與工作原理

    1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

    圖1給出兩種雙向開關(guān)結(jié)構(gòu),圖1(a)為可四象限流通開關(guān)管,因其開關(guān)少、成本低,被廣泛地應(yīng)用在變換器電路中[13];圖1(b)所示T型NPC分支結(jié)構(gòu)由兩個串聯(lián)的共源/漏極開關(guān)組成,該雙向開關(guān)可共用一個驅(qū)動信號控制電流流通方向[14-16]。本設(shè)計利用圖1所示兩種開關(guān)結(jié)構(gòu)對傳統(tǒng)Boost PFC電路進行優(yōu)化,改進后的新型無橋三電平拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示。

    圖1 兩種雙向開關(guān)管

    在圖2(a)中,二極管D5和D6共陰極、二極管D7和D8共陽極分別與開關(guān)管S1漏源極相連,構(gòu)成一個四象限流通單元,四個二極管左右對稱嵌入前級整流橋,防止開關(guān)導(dǎo)通時電流通過體二極管反向?qū)?;一對反向串?lián)的雙向開關(guān)結(jié)構(gòu)連接至a點和n點,提供1/2Udc回路,抬升橋臂輸出電壓臺階數(shù),可得圖3(a)所示的變換器結(jié)構(gòu)。將圖2(a)中的四象限開關(guān)單元與二極管整流橋相結(jié)合,D1、D3與D2、D4分別與開關(guān)管S1構(gòu)成新的四象限流通開關(guān)單元,可得到圖2(b)和圖2(c)所示拓撲結(jié)構(gòu)。按照前級整流橋結(jié)構(gòu)特點分別對圖2所示電路命名,圖2(a)所示電路定義為對稱無橋三電平PFC電路,圖2(b)所示電路定義為上非對稱無橋三電平PFC電路,圖3(c)所示電路定義為下非對稱無橋三電平PFC電路。

    1.2 新型無橋三電平電路工作原理

    以圖2(a)所示對稱無橋三電平PFC電路為例,分析其工作原理。該電路由二極管D1-D8,開關(guān)管S1-S3,以及分裂電容C1、C2,濾波電感L組成,該電路中包含六種工作模態(tài)分別如圖3所示。

    圖2 一類新型無橋三電平PFC電路拓撲

    (1)模態(tài)1[t∈(t1,t2)]:如圖3(a)所示,開關(guān)管全部關(guān)斷,電容C1、C2充電,橋臂電壓uab=Udc;電感L工作于放電狀態(tài)。

    (2)模態(tài)2[t∈(t0,t3)]:電流路徑如圖3(b)所示,開關(guān)管S1、S2關(guān)斷,S3導(dǎo)通,電容C1放電,C2充電,uab=Udc/2;電感所承受電壓為us-Udc/2,當電源電壓小于Udc/2時,兩電感放電;當電源電壓大于Udc/2時,兩電感充電。

    (3)模態(tài)3[t∈(t0,t1)∪(t2,t3)]:開關(guān)管S2、S3關(guān)斷,開關(guān)管S1、二極管D6和D7形成回路,電容C1和C2向負載RL供電,橋臂輸出電壓uab=0;電感L充電。

    (4)模態(tài)4[t∈(t3,t4)∪(t5,t6)]:電流路徑如圖3(d)所示,開關(guān)狀態(tài)同上階段,電容C1、C2繼續(xù)向負載RL供電,橋臂兩端電壓uab=0。

    (5)模態(tài)5[t∈(t3,t6)]:此階段下電流路徑如圖3(e)所示,開關(guān)管S3導(dǎo)通,S1、S2關(guān)斷,電感釋放能量給電容C1充電,C2放電,橋臂電壓uab=-Udc/2,電感承受電壓us+Udc/2,當電源電壓的絕對值小于Udc/2時,電感充電,大于Udc/2時,電感放電。

    圖3 對稱無橋三電平PFC電路工作模態(tài)

    (6)模態(tài)6[t∈(t4,t5)]:如圖3(f)所示,橋臂電壓uab=-Udc,開關(guān)均關(guān)斷,電感L的電流經(jīng)二極管D1和D4續(xù)流,兩電容充電。電感承受電壓us+Udc。

    6種工作模態(tài)下關(guān)鍵波形見圖4。

    圖4 6種工作模態(tài)下關(guān)鍵波形

    2 單相三電平調(diào)制方法

    本設(shè)計所提新型無橋三電平功率因數(shù)校正電路采用載波同相層疊PWM方法實現(xiàn)開關(guān)脈沖分配。如圖5(a)所示,四個高頻同相位三角載波v1~v4依次層疊與工頻下幅值為A的正弦調(diào)制波uref比較,定義調(diào)制波大于載波輸出高電平,調(diào)制波小于載波輸出低電平。根據(jù)比較的大小關(guān)系產(chǎn)生圖5(b)中的四路原始PWM脈沖波形定義為u1~u4。得到的原始脈沖信號按照邏輯組合輸出對應(yīng)開關(guān)的脈沖信號,如圖5(c)所示,其中,高電平代表導(dǎo)通,低電平代表關(guān)斷,驅(qū)動開關(guān)按照表1中分析狀態(tài)工作,輸出圖5(d)中目標波形。調(diào)制波幅值和載波幅值確定調(diào)制比M,控制電壓按照調(diào)制波同相的三電平輸出。設(shè)定調(diào)制策略中調(diào)制比M為0.9,三角載波幅值A(chǔ)c為0.5,根據(jù)

    圖5 PWM調(diào)制技術(shù)

    調(diào)制波uref幅值A(chǔ)為0.9。

    圖中各開關(guān)信號與4路原始PWM脈沖波形的邏輯關(guān)系如下:

    3 控制系統(tǒng)設(shè)計

    圖6為完整的控制框圖,整個系統(tǒng)分為兩個部分,外環(huán)控制采用比例積分電壓控制器來保持直流鏈路電壓Udc的恒定;鎖相環(huán)電路產(chǎn)生一個與電源電壓同相位的單位正弦波,參考電流i*由電壓控制器和鎖相環(huán)電路導(dǎo)出,將電路采集的實際電流is與參考電流i*比較,同樣采用比例積分電流控制來跟蹤參考電流實現(xiàn)良好的功率因數(shù)校正。為平衡中性點電壓,將兩電容器之間的電壓變化添加到參考電壓的輸出命令中,根據(jù)測得的誤差、電源電壓和電源電流調(diào)整參考電壓,控制開關(guān)的導(dǎo)通時間,從而達到調(diào)整電容充放電的目的。

    圖6 控制系統(tǒng)框圖

    4 特性分析

    4.1 器件選型

    PFC電路電感值及其最大電流根據(jù)指定的最大電感電流紋波來確定,選取最大電感電流紋波為5%,電感的最小取值為:

    式中,Udc為直流側(cè)輸出電壓,fsw為開關(guān)頻率,ΔIL為電感電流的最大紋波。

    輸出電容用于滿足保持時間和低頻電壓紋波的要求,電容值越大,其儲能越強,動態(tài)情況下電壓紋波越小,電容的大小按照以下公式選擇:

    選取輸出電壓紋波為10 V,輸出電壓為400 V,功率為1 kW的條件下,代入得:Co≥7.958×10-4F。

    4.2 損耗分析

    通常Boost PFC電路的功率損耗主要由快速恢復(fù)二極管和開關(guān)管損耗組成,兩者的損耗主要包含開通損耗Pon、導(dǎo)通損耗Pcon和關(guān)斷損耗Poff三部分。將二極管正向?qū)ㄟ^程的電流電壓理想化,二極管在開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通損耗Pcon可以表示為

    式中,UF為二極管正向?qū)▔航?,IF為二極管通態(tài)電流,D為二極管導(dǎo)通占空比,D=ton/Tsw。

    一個工頻周期內(nèi),二極管導(dǎo)通占空比D隨時間變化,用Dn表示第n個開關(guān)周期下二極管導(dǎo)通占空比,N=fs/fsw,可得二極管電流的平均值ID(AV):

    式中,Umn為電網(wǎng)電壓的瞬時值,則二極管導(dǎo)通損耗表示為:

    二極管開關(guān)損耗可表示為

    式中,Vfp為二極管正向?qū)ǖ碾妷悍逯?,Ifp為二極管正向峰值電流,tfp為二極管正向?qū)〞r電壓恢復(fù)的時間;Vrp為反向峰值電壓,Irp為反向峰值電流,tb為反向電流下降的時間。

    開關(guān)管導(dǎo)通時,相當于一個通態(tài)電阻rds,因此,開關(guān)的導(dǎo)通損耗為:

    單位時間內(nèi),開關(guān)頻率為fsw的開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷各fsw次,產(chǎn)生的開關(guān)管損耗為

    式中,Esw(on)和Esw(off)分別表示開關(guān)管開通關(guān)斷一次所消耗的能量。

    5 試驗

    為驗證設(shè)計的新型無橋PFC電路理論分析的可行性和正確性,采用matlab/simulink搭建了功率為1 kW仿真模型,對整流器的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)試驗結(jié)果進行分析,各參數(shù)設(shè)置如表1所示。

    表1 試驗參數(shù)

    圖7給出了仿真條件下對稱電路開關(guān)管S1~S3的脈沖分配波形圖。在一個工頻周期內(nèi),開關(guān)S2和S3以開關(guān)頻率分別工作于正半周期和負半周期,開關(guān)S1在0和±Udc/2模態(tài)下切換開關(guān)狀態(tài),與圖8所述開關(guān)脈沖分配完全一致。

    圖7 開關(guān)管脈沖分配

    圖8為電路穩(wěn)態(tài)運行時相關(guān)波形,由輸入電壓us及輸入電流is的波形,可得該電路實現(xiàn)了功率因數(shù)校正,輸入電壓與輸入電流始終保持同相位,PF值幾乎為1。輸入電流為平滑的正弦波,諧波含量為3.75%,波形質(zhì)量良好。輸出電壓Udc基本穩(wěn)定在400 V。由輸出電壓局部放大圖可知,電壓紋波為8 V左右,紋波系數(shù)為2%,證明電容選型符合所設(shè)紋波要求。橋臂電壓uab按照電源電壓相位呈階梯波形輸出,符合三電平電路工作波形特點,與前文理論分析一致。

    圖8 穩(wěn)態(tài)運行時波形

    圖9為額定輸出電壓220 V,負載變化的條件下,傳統(tǒng)無橋PFC與新型無橋三電平PFC的效率變化曲線。由圖9可知,所設(shè)計的拓撲效率整體高于傳統(tǒng)無橋PFC電路,在輸出功率為0.4 kW時效率最高為97.5%。

    圖9 橋臂電壓及兩電感電壓電流波形

    6 結(jié)論

    根據(jù)前級整流橋結(jié)構(gòu)的不同,提出了一類新型無橋三電平PFC電路。所設(shè)計的整流器通過解決全橋二極管整流器和MOSFET體二極管的反向恢復(fù)問題,降低整體功率損耗。此外,電路能夠輸出三個不同橋臂電壓等級,具備三電平拓撲的特點與優(yōu)勢,降低了功率損耗和電流諧波分量,它允許使用電壓應(yīng)力等級更小的功率器件,電路成本因此被降低。試驗結(jié)果表明,該電路在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)條件下都能對外穩(wěn)定輸出,輸出效率最高為97.5%。

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