電力物聯(lián)網(wǎng)智能電池管理系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

常明 丁忠林 呂超

（南京南瑞信息通信科技有限公司 江蘇省南京市 210003）

1 引言

隨著電力工業(yè)及互聯(lián)網(wǎng)技術(shù)的飛速發(fā)展，電力物聯(lián)網(wǎng)正成為世界能源革命的重要發(fā)展方向，當(dāng)前煤炭等不可再生資源依然是電力生產(chǎn)的主要能量來(lái)源，為解決當(dāng)前及今后面臨能源緊缺問(wèn)題，世界各國(guó)都在大力推廣水力發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電、地?zé)岚l(fā)電等新能源發(fā)電模式，其中能量?jī)?chǔ)存再利用成為新能源發(fā)展重要難題， 而電池管理技術(shù)作為能量存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)的關(guān)鍵技術(shù)在促進(jìn)新能源高效利用方面起到了越來(lái)越重要的作用，蓄能電池在發(fā)電、變電、配電及用電的所有環(huán)節(jié)都有應(yīng)用，在電力物聯(lián)網(wǎng)建設(shè)中具有至關(guān)重要的作用，電池壽命、儲(chǔ)能效率、充放電效率、發(fā)熱、絕緣安全等問(wèn)題都是電池管理系統(tǒng)研究的重要難題。

2 電池管理系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

電池管理系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)如圖1 所示，其由1 個(gè)主控制單元、1 個(gè)人機(jī)界面單元、16 個(gè)電池測(cè)量單元（BMU）和16 個(gè)電池均衡單元（BBU）構(gòu)成，系統(tǒng)需要完成電池組單體電壓采集、均衡、溫度測(cè)量、SOC 計(jì)算并根據(jù)實(shí)時(shí)檢測(cè)的數(shù)據(jù)控制電池組工作狀態(tài)等功能，由BMU 和BBU 完成單體電壓采集、均衡和溫度測(cè)量，由主控制器完成SOC 計(jì)算、總電壓測(cè)量、電流檢測(cè)、正負(fù)母線絕緣電阻檢測(cè)和與通信模塊通信功能。將160 塊3.2 V 磷酸鐵鋰電池串聯(lián)起來(lái)形成高壓電源為電網(wǎng)系統(tǒng)設(shè)備提供動(dòng)力源，由于單體電池?cái)?shù)量較多，因此為避免系統(tǒng)的復(fù)雜化并提高系統(tǒng)的抗干擾能力，將電池分組為16 個(gè)串聯(lián)電池包，每個(gè)電池包由10 塊電池串聯(lián)，每個(gè)電池包對(duì)應(yīng)一個(gè)BMU 和BBU 單元，整個(gè)系統(tǒng)內(nèi)部各單元通過(guò)控制器局域網(wǎng)絡(luò)(Controller Area Network，簡(jiǎn)稱CAN）總線進(jìn)行通信，主控制器通過(guò)USB 與無(wú)線通信模塊進(jìn)行通信，實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程監(jiān)視和控制，形成了具有遠(yuǎn)程無(wú)線通信的分布式CAN 總線網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。

圖1：電池管理系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)

3 電池管理系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

3.1 單體電池檢測(cè)模塊設(shè)計(jì)

單體電池電壓和溫度的測(cè)量通過(guò)BMU 單元完成，BMU單元配置一塊C8051F500 單片機(jī)，C8051F500 自帶12 位模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），其轉(zhuǎn)換速率可達(dá)200ksps，足以滿足系統(tǒng)檢測(cè)精度和速度要求。本系統(tǒng)采用如圖2 所示的單體電池檢測(cè)方案，為方便敘述，圖中只畫(huà)了2 節(jié)電池及其檢測(cè)途徑，S1、S2、S3、S4 為雙刀單擲繼電器AQW216，每個(gè)單體電池受兩個(gè)繼電器的控制，C1、C2 為采樣電容，所有采樣電容同時(shí)充電和放電，以保證各單體電壓測(cè)量值為同一時(shí)刻的電壓值。例如，充電時(shí)，S1 閉合，S2 斷開(kāi)，BT1 對(duì)C1 充電，同時(shí)S3 閉合，S4 斷開(kāi)，BT3 對(duì)C2 充電；放電時(shí)，S1 和S3斷開(kāi)，S2 和S4 閉合，將各單體電池采樣電容的電壓信號(hào)送到多路選擇芯片MAX306，控制器通過(guò)分時(shí)選通MAX306的各輸入通道，對(duì)各單體電池分時(shí)進(jìn)行AD（模數(shù)）采樣。

圖2：BMU 模塊原理圖

電池組在工作時(shí)會(huì)產(chǎn)生多余的熱量，系統(tǒng)必須實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)各電池包的溫度，確保電池工作在正常的溫度范圍內(nèi)，為此，系統(tǒng)為每個(gè)電池包配備若干個(gè)DS18B20 溫度傳感器，這樣處理器可根據(jù)檢測(cè)到的溫度情況控制電池的工作狀態(tài)，當(dāng)溫度達(dá)到一定值時(shí)，處理器就發(fā)送命令減小充放電電流或者停止電池充放電。DS18B20 為單總線傳輸器件，測(cè)量溫度范圍為-55 ～125 ℃，精度為±0.5 ℃，滿足測(cè)量精度要求，其輸出結(jié)果為數(shù)字量溫度值，既能節(jié)省I/O（輸入/輸出）口資源，又具備簡(jiǎn)單的電路連接結(jié)構(gòu)，在測(cè)量單元中對(duì)DS18B20 采用了單總線隔離驅(qū)動(dòng)技術(shù)，使測(cè)溫電纜長(zhǎng)度可達(dá)100m 以上，溫度測(cè)量點(diǎn)可達(dá)100 點(diǎn)以上，大大提高了溫度測(cè)量的可靠性和穩(wěn)定性。

3.2 單體電池均衡控制模塊設(shè)計(jì)

單體電池的不一致性是由于其制造工藝、初始容量、環(huán)境溫度、循環(huán)充放電次數(shù)等多種因素造成的，這種不一致性會(huì)影響電池的性能。為提高電池的性能并延長(zhǎng)電池的使用壽命，設(shè)計(jì)如圖3 所示的基于BUCK-BOOST（升降壓）變換器的均衡控制方案，相鄰兩單體電池間由儲(chǔ)能電感和兩互補(bǔ)的MOS 管構(gòu)成雙向直流變換器（DCDC），通過(guò)控制脈寬調(diào)制（PWM）的占空比，控制相鄰單體控制開(kāi)關(guān)管輪流導(dǎo)通的時(shí)間，實(shí)現(xiàn)相鄰單體電池之間的均衡，以單體電池B2和B3 之間的均衡過(guò)程為例，M3、M4、L2 構(gòu)成雙向DCDC變換器，當(dāng)B2 電量大于B3 時(shí)，首先M3 導(dǎo)通，M4 斷開(kāi)，由B2 對(duì)電感L2 充電，然后M3 斷開(kāi)，M4 導(dǎo)通，由電感對(duì)B3 充電，M3、M4 開(kāi)關(guān)狀態(tài)保持時(shí)間受相應(yīng)PWM 信號(hào)占空比控制。

圖3：BBU 單元的硬件組成

為提高均衡效率、減少能量損耗，系統(tǒng)采取以下控制策略：采用基于單PWM 信號(hào)的雙向DCDC 的供電控制技術(shù)，只有當(dāng)PWM 信號(hào)有效時(shí)（按某一占空比動(dòng)態(tài)變化），才會(huì)啟動(dòng)雙向DCDC 供電；采用電荷泵升壓技術(shù)代替直接采用單體電池供電，將門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓提升到5 V 以上，可有效降低MOSFET 導(dǎo)通電阻，提高DCDC 轉(zhuǎn)換效率；在典型的BUCK-BOOST 雙向DC/DC 驅(qū)動(dòng)控制中，一般均利用MOSFET 體二極管或外并肖特基二極管進(jìn)行續(xù)流，由于續(xù)流二極管的導(dǎo)通電壓一般都在0.4V—0.7 V 之間，由管壓降造成的能量損耗較大，例如，當(dāng)續(xù)流電流為2 A 時(shí)，在續(xù)流二極管上消耗的功率就可達(dá)到0.8-1.4 W，為此，采用同步整流技術(shù)，即通過(guò)MOSFET 驅(qū)動(dòng)電路在續(xù)流期間控制對(duì)應(yīng)的MOSFET 導(dǎo)通，從而大幅度降低續(xù)流功耗，一般小功率MOSFET 的導(dǎo)通電阻為20—50 mΩ，同樣當(dāng)續(xù)流電流為2 A時(shí)，所產(chǎn)生的功耗僅為0.04—0.1 W，比采用二極管續(xù)流功耗降低10 倍以上。

3.3 主控制模塊設(shè)計(jì)

主控制模塊是電池管理系統(tǒng)的核心，其處理任務(wù)較繁重，為提高主控制模塊的處理速度，在硬件設(shè)計(jì)上為其配置兩個(gè)處理器，硬件的組成結(jié)構(gòu)如圖4 所示，其中，CPU1 通過(guò)內(nèi)部CAN 總線與電池管理系統(tǒng)內(nèi)各模塊通訊，主要接收并處理來(lái)自內(nèi)部各單元的單體電壓、電池組溫度及報(bào)警狀態(tài)等數(shù)據(jù)信息，并實(shí)時(shí)檢測(cè)母線電流和總電壓，CPU2 通過(guò)外部CAN 總線與本地人機(jī)界面數(shù)據(jù)交換，并通過(guò)USB 接通信模塊實(shí)現(xiàn)與遠(yuǎn)程監(jiān)控平臺(tái)的通信，而采用主從式并行通訊方式實(shí)現(xiàn)CPU1 和CPU2 之間數(shù)據(jù)傳輸，將CPU1 作為主處理器，CPU2 作為從處理器，主處理器周期性地向從處理器發(fā)送中斷請(qǐng)求信號(hào)，當(dāng)從處理器做出中斷響應(yīng)時(shí)，主處理器開(kāi)始通過(guò)并行輸入輸出口向從處理器發(fā)送或接收數(shù)據(jù)信息。

圖4：主控制模塊示意圖

電流信號(hào)測(cè)量采用電流傳感器TBC300LTB 將大電流轉(zhuǎn)換為小電流信號(hào)，再經(jīng)采樣電阻將電流信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘?hào)，進(jìn)行濾波、隔離放大后，送處理器的AD 輸入通道進(jìn)行AD轉(zhuǎn)換，其測(cè)量方法已趨于成熟，這里不再詳細(xì)論述。圖中還給出了總電壓檢測(cè)方案，并在軟件上對(duì)母線絕緣電阻方法進(jìn)行了改進(jìn)，S、S為PHOTOMOS 繼電器，R等于R，R等于R，R和R的和等于R，R和R為正負(fù)母線絕緣電阻，S閉合、S斷開(kāi)時(shí)，測(cè)量V值，S閉合、S斷開(kāi)時(shí)，測(cè)量V的值，S、S都閉合時(shí)測(cè)量總電壓V 的值，進(jìn)而計(jì)算正負(fù)母線絕緣電阻，絕緣電阻計(jì)算推導(dǎo)公式如下所示：

當(dāng)S1 閉合、S2 斷開(kāi)時(shí)，有

4 電池管理系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

利用C 語(yǔ)言編寫(xiě)系統(tǒng)控制程序，由于系統(tǒng)控制器選用C8051F500，其自帶CAN、II2C、SPI 等硬件模塊，因此程序只需配置各個(gè)模塊的寄存器即可實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的功能，為進(jìn)一步提高系統(tǒng)安全和穩(wěn)定性，軟件中綜合采用濾波、CRC 冗余校驗(yàn)、看門(mén)狗和過(guò)采樣技術(shù)，主控制單元和子控制單元程序流程如圖5 和圖6 所示，系統(tǒng)初始主要包括時(shí)鐘信號(hào)配置，定時(shí)器工作模式配置，CAN 模塊初始化等，隨后由主控單元啟動(dòng)CAN 定時(shí)器，周期性地發(fā)送CAN 啟動(dòng)幀，接收由BMU 單元檢測(cè)的單體電壓、電池包溫度信息，對(duì)這些數(shù)據(jù)進(jìn)行數(shù)字處理，實(shí)時(shí)計(jì)算SOC 值，并將處理結(jié)果發(fā)送到遠(yuǎn)程監(jiān)控平臺(tái)進(jìn)行實(shí)時(shí)顯示，當(dāng)收到監(jiān)控平臺(tái)控制命令時(shí)，便通過(guò)內(nèi)部CAN 總線將控制命令傳送到BMU 和BBU單元進(jìn)行相應(yīng)的控制，例如，充放電模式的切換，均衡啟動(dòng)和關(guān)閉，溫度超過(guò)一定范圍時(shí)風(fēng)扇的開(kāi)啟控制等。

圖5：主控制單元程序流程圖

圖6：BMU 單元程序流程圖

5 試驗(yàn)仿真驗(yàn)證

5.1 均衡電路仿真驗(yàn)證

圖7 為基于Buck-Boost 均衡仿真電路圖，由于兩路驅(qū)動(dòng)電路同時(shí)工作，兩MOS 管柵極驅(qū)動(dòng)電位相同，而Q1 為P 溝道MOS 管，Q2 為N 溝道MOS 管，因而同一時(shí)刻只有一個(gè)導(dǎo)通。當(dāng)MOS 管柵極電位為0 時(shí)（這里規(guī)定地GND處為參考電位），Q1 柵源電壓約為-6 V，足以充分導(dǎo)通，Q2 柵源電壓為0 V 而截止，電源V1 給電感充電，當(dāng)MOS管柵極電位為6 V 時(shí)，Q1 截止，Q2 柵源電壓達(dá)到6 V 而導(dǎo)通，電感向V2 放電。另外，為避免兩MOS 管導(dǎo)通或截止瞬間出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通的情況發(fā)生，在驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)入MOS 管前，增加了兩并聯(lián)的二極管和電阻，如圖中D3 和R3 以及D6 和R6 所示，二極管的作用是加快MOS 管的截止，而電阻的作用是減緩MOS 管的導(dǎo)通，這樣可以保證一個(gè)MOS 管截止前，另一個(gè)不會(huì)導(dǎo)通，避免了同時(shí)導(dǎo)通產(chǎn)生的大電流。

圖7：基于Buck-Boost 結(jié)構(gòu)均衡仿真電路

本次仿真的PWM 信號(hào)頻率設(shè)為100 KHz，MOS 管驅(qū)動(dòng)電壓可達(dá)±6 V，足以使MOS 管完全導(dǎo)通，均衡能量轉(zhuǎn)移方向是雙向的，這里以電源V1 向V2 轉(zhuǎn)移能量為例進(jìn)行仿真，將電感值設(shè)為0.1 mH，以保證電感電流連續(xù)的同時(shí)，也減小電流紋波大小，將脈沖信號(hào)占空比設(shè)為0.54，實(shí)驗(yàn)中測(cè)得Q1 導(dǎo)通壓降約為0.1V，Q2 導(dǎo)通壓降約為0.2 V，電感電流仿真波形如圖8 所示，對(duì)應(yīng)兩電源端電流波形如圖9 所示。由圖可見(jiàn)電感電流連續(xù)，平均值約為8.25 A，紋波電流約為0.15 A，電源端電流卻不是連續(xù)的，這是此均衡電路的主要缺點(diǎn)。通過(guò)以上數(shù)據(jù)可計(jì)算出均衡能量轉(zhuǎn)移效率為85.2%，電源V1 在一個(gè)周期釋放的能量為133.7 uJ，V2 和MOS 管及電阻消耗的能量132.7 uJ，其中電阻R1、R2 消耗的能量占5%，MOS 消耗的能量約占9%，可見(jiàn)當(dāng)電流較大時(shí)，器件電阻和MOS 管將消耗許多能量，因此通過(guò)降低導(dǎo)線電阻，選取導(dǎo)通電阻和電壓小的MOS 管可以提高均衡效率，減小能量損耗。

圖8：電感為0.1mH 時(shí)電流波形

圖9：電源端電流波形

5.2 SOC估算試驗(yàn)

考慮到電網(wǎng)環(huán)境狀態(tài)的復(fù)雜性，儲(chǔ)電池為其提供的功率變化較快，其工作電流變化速率也較快，而電流積分法是動(dòng)態(tài)工況下電池剩余電量計(jì)算的主要方法，如果工作電流變化速率較大而相鄰兩次電流檢測(cè)時(shí)間間隔不滿足足夠小的要求，這樣產(chǎn)生的積分誤差是相當(dāng)大的，而且是不斷積累的，由此計(jì)算的電池剩余電量偏離真實(shí)值的誤差將逐漸加大，從而導(dǎo)致電池性能和利用率下降，雖然通過(guò)提高電流測(cè)量精度和減小積分時(shí)間步長(zhǎng)可在一定程度上提高電流積分法計(jì)算的SOC 準(zhǔn)度，但其較小的積分誤差經(jīng)過(guò)長(zhǎng)時(shí)間的累積后，仍然會(huì)使SOC 估算值遠(yuǎn)遠(yuǎn)偏離實(shí)際值。針對(duì)SOC 估計(jì)值偏離真實(shí)值較大的情況，選擇基于等效電路模型辨識(shí)的卡爾曼濾波SOC 預(yù)估方法，表1 為工況試驗(yàn)過(guò)程中，以30 分鐘為間隔，利用改進(jìn)的卡爾曼濾波算法對(duì)SOC 預(yù)估得到的測(cè)試數(shù)據(jù)，SOC 預(yù)估初始值為0.4，在不同SOC 實(shí)際值條件下進(jìn)行遞推估算，由測(cè)試數(shù)據(jù)可見(jiàn)，經(jīng)過(guò)600 秒左右的循環(huán)遞推計(jì)算，預(yù)估值可以較好地收斂到真實(shí)SOC，其估計(jì)誤差在2.5%范圍內(nèi)，試驗(yàn)表明定期采用改進(jìn)的卡爾曼濾波算法對(duì)SOC 估計(jì)值進(jìn)行修正，能夠?qū)OC 誤差限制在允許范圍內(nèi)。

表1：SOC 預(yù)估初始值為0.4 時(shí)的測(cè)試數(shù)據(jù)

6 結(jié)論

本文首先設(shè)計(jì)電力物聯(lián)網(wǎng)智能電池管理系統(tǒng)的總體分布式CAN 網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)并介紹各個(gè)模塊的功能，在總體結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了主控制模塊、單體電池檢測(cè)和均衡控制模塊硬件結(jié)構(gòu)，給出了主控制單元的總電壓和母線絕緣電阻檢測(cè)方案，軟件設(shè)計(jì)中給出了主控單元和子單元的程序流程圖，最后采用改進(jìn)型卡爾曼濾波方法對(duì)SOC 預(yù)估，證明本系統(tǒng)能夠很好地滿足儲(chǔ)能電池的控制需要。