基于擾動(dòng)觀測器的VIENNA 整流器負(fù)載電流前饋控制?

羅鑫濤王素娥緱楊科郝鵬飛

(陜西科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，陜西 西安 710021)

隨著電動(dòng)汽車市場規(guī)模不斷擴(kuò)大，直流充電樁作為電動(dòng)汽車的充電設(shè)備，其需求量也在逐年增長。目前，充電樁一般為兩級(jí)式結(jié)構(gòu)，由前級(jí)整流器與后級(jí)DC ｜｜DC 變換器級(jí)聯(lián)而成[1]。前級(jí)整流器作為提供穩(wěn)定直流電壓的部分，是充電樁穩(wěn)定運(yùn)行的關(guān)鍵一環(huán)，因此研究充電樁前級(jí)整流器具有重要的工程價(jià)值和實(shí)際意義[2]。國內(nèi)外專家學(xué)者在整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上進(jìn)行了大量研究，由于充電樁對(duì)于前級(jí)整流器的要求，傳統(tǒng)的整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已經(jīng)不再適用。

三相三電平VIENNA 整流器可以實(shí)現(xiàn)輸入單位功率因數(shù)[3]，且開關(guān)器件數(shù)目少，開關(guān)管承受電壓應(yīng)力是直流側(cè)母線電壓一半，不需要考慮上下橋臂直通和開關(guān)管死區(qū)設(shè)置，因其高效率、高功率密度得到廣泛關(guān)注[4]。

目前在VIENNA 整流器的各種控制策略中，最常用的控制方案是基于d－q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓電流雙閉環(huán)控制[5]，這種控制策略只有在負(fù)載擾動(dòng)引起電壓出現(xiàn)偏差后才開始抗擾過程，使得輸出直流電壓在負(fù)載突變時(shí)具有較大波動(dòng)，從而導(dǎo)致直流側(cè)電壓動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)性能較差[6]，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性受影響。因此，當(dāng)負(fù)載突然大量接入或者切除時(shí)，對(duì)于直流母線電壓的穩(wěn)定，無疑是巨大的挑戰(zhàn)。

為了解決上述問題，就需要對(duì)傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制進(jìn)行改進(jìn)?；？刂破鞅挥糜陔妷和猸h(huán)來提高直流側(cè)電壓的響應(yīng)速度[7]，而文獻(xiàn)[8]引入滑模變結(jié)構(gòu)控制來提升抗擾動(dòng)能力，文獻(xiàn)[9]用基于跟蹤微分器的自抗擾控制作為對(duì)擾動(dòng)的補(bǔ)償。通過設(shè)計(jì)不同形式的控制器，代替原來的控制器，利用這一思路減小擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)的影響。另一種思路是在原有控制結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，將擾動(dòng)進(jìn)行前饋控制，消除擾動(dòng)，擾動(dòng)觀測器(Disturbance Observer，DOB)得以被提出。

負(fù)載電流前饋控制是一種常用的提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)的方法，已廣泛應(yīng)用于電力電子系統(tǒng)中，如單相PFC、三相PWM 整流器、兩級(jí)單相逆變器和DC－DC變換器。在文獻(xiàn)[10]中，不使用傳感器的負(fù)載電流前饋控制被應(yīng)用于以間接電流控制的單相PFC。文獻(xiàn)[11]推導(dǎo)了三相PWM 整流器的負(fù)載電流前饋項(xiàng)，設(shè)計(jì)了一個(gè)簡單的觀測器來估計(jì)負(fù)載電流。

擾動(dòng)觀測器是日本學(xué)者Ohishi[12]提出的一種干擾抑制策略。其主要思想是利用控制器的輸出、對(duì)象模型和對(duì)象輸出來估計(jì)系統(tǒng)受到的擾動(dòng)并在控制中加以補(bǔ)償[13]。擾動(dòng)觀測器已經(jīng)在某些領(lǐng)域得到一定的應(yīng)用。Shimmyo S 等學(xué)者[14]將DOB 應(yīng)用于多電平逆變器，文獻(xiàn)[15]在直流變換器的電流控制器中加入DOB，提高了系統(tǒng)的魯棒性。在交流伺服系統(tǒng)中用DOB 實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載轉(zhuǎn)矩的補(bǔ)償[12]?；贒OB 優(yōu)秀的抗擾性能，將擾動(dòng)觀測器引入VIENNA整流器來解決雙閉環(huán)控制策略存在的響應(yīng)速度慢、電壓波動(dòng)大的問題。

為提高VIENNNA 整流器的動(dòng)態(tài)性能，本文采用一種基于擾動(dòng)觀測器的負(fù)載前饋控制策略。首先，通過控制框圖分析了擾動(dòng)觀測器的工作原理。其次，由于該方法的關(guān)鍵在于低通濾波器的設(shè)計(jì)，因此對(duì)低通濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)，并分析選擇濾波器時(shí)間常數(shù)。最后，對(duì)所提控制策略進(jìn)行仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制

1.1 VIENNA 整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及數(shù)學(xué)模型

三相VIENNA 整流器的拓?fù)鋄1]如圖1 所示。其中，ea、eb、ec為網(wǎng)側(cè)相電壓，L為輸入側(cè)電感，R為等效電阻，D1～D6為不可控二極管，C1、C2為直流側(cè)串聯(lián)等值電容，RL為直流側(cè)負(fù)載電阻，Sa、Sb、Sc為雙向開關(guān)，每個(gè)雙向開關(guān)由兩個(gè)串聯(lián)的IGBT 功率器件組成。

圖1 三相VIENNA 整流器拓?fù)?/p>

假設(shè)交流側(cè)三相電壓對(duì)稱，電感電流連續(xù)，由圖1 建立VIENNA 整流器在三相靜止坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型，由于三相靜止坐標(biāo)系下的變量為交流量，不便于系統(tǒng)控制，為了方便控制，通過坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換到d－q坐標(biāo)系，使變量變?yōu)橹绷髁浚藭r(shí)可得在d－q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

式中:Uc1、Uc2分別是直流側(cè)電容C1、C2上的電壓，ed、eq，id、iq分別是交流電壓、網(wǎng)側(cè)電流的d軸和q軸分量，Sdp、Sdn、Sqp、Sqn分別是d－q坐標(biāo)系下的開關(guān)函數(shù)變量。

1.2 VIENNA 整流器控制策略

三相VIENNA 整流器的控制框圖如圖2 所示。當(dāng)發(fā)生負(fù)載突變時(shí)，由于傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)響應(yīng)速度慢，并且直流電壓波動(dòng)較大，為了改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，引入擾動(dòng)觀測器，通過電壓外環(huán)的輸出前饋增強(qiáng)直流電壓外環(huán)的負(fù)載擾動(dòng)特性。

圖2 VIENNA 整流器控制框圖

2 基于擾動(dòng)觀測器的負(fù)載前饋控制

2.1 擾動(dòng)觀測器的原理

擾動(dòng)觀測器的結(jié)構(gòu)圖[12]如圖3 所示。其中，U(s)為擾動(dòng)觀測器的輸入，Q(s)為低通濾波器，(s)為系統(tǒng)擾動(dòng)估計(jì)，X(s)為含擾動(dòng)估計(jì)的輸入，D(s)為外部擾動(dòng)，P(s)為系統(tǒng)真實(shí)模型，Δ(s)為系統(tǒng)內(nèi)部擾動(dòng)，代表標(biāo)稱模型，N(s)為測量噪聲，Y(s)代表系統(tǒng)輸出。

根據(jù)圖3，輸出Y(s)的表達(dá)式[12]為

圖3 擾動(dòng)觀測器的結(jié)構(gòu)圖

對(duì)于式(2)，當(dāng)Q(s)＝1 時(shí)，系統(tǒng)輸出Y(s)關(guān)于各輸入量的傳遞函數(shù)為

式(3)說明，當(dāng)Q(s)＝1 時(shí)，外部擾動(dòng)得到完全抑制，且被控對(duì)象與理想模型一致，但是系統(tǒng)對(duì)測量噪聲沒有任何抑制作用，由于的引入使擾動(dòng)觀測器失去了作用。

當(dāng)Q(s)＝0 時(shí)，系統(tǒng)輸出Y(s)關(guān)于各輸入量的傳遞函數(shù)為

式(4)說明，當(dāng)Q(s)＝0 時(shí)，測量噪聲得到完全抑制，此時(shí)系統(tǒng)的輸入輸出特性與不加擾動(dòng)觀測器時(shí)一致，但對(duì)外部擾動(dòng)沒有任何抑制作用。

由以上分析可知，Q(s)是擾動(dòng)觀測器設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。因此，通過設(shè)計(jì)Q(s)可以實(shí)現(xiàn)對(duì)外部擾動(dòng)和測量噪聲的有效抑制。

控制律表達(dá)式

系統(tǒng)的輸出表達(dá)式

由式(7)可以發(fā)現(xiàn)，分母中含有Q(s)、和Δ(s)，意味著濾波器、標(biāo)稱模型和系統(tǒng)內(nèi)部擾動(dòng)影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。所以，根據(jù)小增益定理，系統(tǒng)的穩(wěn)定條件為

即系統(tǒng)穩(wěn)定需要保證系統(tǒng)內(nèi)部擾動(dòng)Δ(s)穩(wěn)定且標(biāo)稱模型穩(wěn)定。同時(shí)，穩(wěn)定性條件中含有濾波器Q(s)，所以在設(shè)計(jì)濾波器的時(shí)候，要考慮到系統(tǒng)內(nèi)部擾動(dòng)對(duì)濾波器設(shè)計(jì)的約束，兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗擾性。

2.2 低通濾波器的設(shè)計(jì)

對(duì)于式(9)所示的被控對(duì)象，Q(s)可以設(shè)計(jì)為式(10)所示的形式。

式中:τ是濾波器的時(shí)間常數(shù)。實(shí)現(xiàn)對(duì)外部擾動(dòng)和測量噪聲的有效抑制，濾波器時(shí)間常數(shù)選擇至關(guān)重要。時(shí)間常數(shù)τ的大小決定著所能抑制擾動(dòng)的頻率。時(shí)間常數(shù)取值較小時(shí)，對(duì)外部擾動(dòng)的抑制作用強(qiáng)，抑制擾動(dòng)的頻率范圍大，但是對(duì)測量噪聲比較敏感。

為了濾波器能對(duì)外部擾動(dòng)起到良好的抑制作用，又不受到噪聲的影響，兼顧濾波效果和系統(tǒng)穩(wěn)定性，時(shí)間常數(shù)τ要保證濾波器的截止頻率大于外部擾動(dòng)的頻率，同時(shí)要小于高頻噪聲和保證系統(tǒng)穩(wěn)定的頻率，即滿足條件[16]

式中:ωb是濾波器的截止頻率，ωd是外部擾動(dòng)的頻率，ωz是噪聲的頻率，ωs是保證控制系統(tǒng)穩(wěn)定的頻率。

2.3 基于擾動(dòng)觀測器的負(fù)載電流前饋控制

基于圖2 所示的控制系統(tǒng)和圖3 所示的DOB結(jié)構(gòu)，將負(fù)載電流視為系統(tǒng)擾動(dòng)，設(shè)計(jì)基于DOB 的負(fù)載前饋控制，如圖4 所示。其中，K0(s)為控制器，Gci(s)為電流內(nèi)環(huán)理想模型，C為濾波電容理想模型。為擾動(dòng)電流，為DOB 觀測所得擾動(dòng)電流估計(jì)量。被控對(duì)象的理想模型為

圖4 基于DOB 的負(fù)載前饋控制框圖

由于被控對(duì)象為二階系統(tǒng)，根據(jù)2.2 節(jié)分析，選用低通濾波器形式為

對(duì)于圖4 所示控制系統(tǒng)，不加DOB 時(shí)，結(jié)合式(3)，可得輸出電壓U為

此時(shí)整流器的輸出電壓不僅取決于給定值U?，還受到負(fù)載電流～I(xiàn)的影響，且隨著負(fù)載變化而波動(dòng)。

加入DOB 后，輸出電壓為

根據(jù)以上分析可知，上述基于DOB 的負(fù)載前饋控制可以有效消除負(fù)載引起的外部擾動(dòng)，并且抑制測量噪聲。

2.4 濾波器時(shí)間常數(shù)設(shè)計(jì)

濾波器時(shí)間常數(shù)τ取不同值時(shí)，擾動(dòng)到輸出閉環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖，如圖5 所示?？梢钥闯黾尤霐_動(dòng)觀測器后，低頻段的幅頻增益在減小，而且濾波器時(shí)間常數(shù)τ越小，幅頻增益越小，說明對(duì)低頻擾動(dòng)的抑制越強(qiáng)。

圖5 擾動(dòng)到輸出傳遞函數(shù)G′z(s)的伯德圖

由于擾動(dòng)觀測器的加入，肯定會(huì)引入一定的測量噪聲。τ取不同值時(shí)，傳遞函數(shù)Gn(s)的伯德圖如圖6 所示?？梢钥闯觯S著τ取值的減小，濾波器對(duì)噪聲變得敏感。為了兼顧對(duì)外部擾動(dòng)和測量噪聲的抑制能力，根據(jù)上述分析，選擇濾波器時(shí)間常數(shù)τ＝0.2 ms。

圖6 測量噪聲到輸出傳遞函數(shù)Gn(s)的伯德圖

測量噪聲下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)如圖7 所示。設(shè)置參考給定為1，測量噪聲n(t)＝0.2sin(20πt)，在0.2 s 時(shí)加入－0.2 V 的外部擾動(dòng)。沒有擾動(dòng)觀測器且不加測量噪聲的動(dòng)態(tài)響應(yīng)為實(shí)線，加入測量噪聲但沒有擾動(dòng)觀測器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)為點(diǎn)線，加入擾動(dòng)觀測器且濾波器時(shí)間常數(shù)為0.2 ms 時(shí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)為虛線。從圖中可以看出，加入測量噪聲后，系統(tǒng)輸出波形發(fā)生了明顯畸變，說明測量噪聲會(huì)對(duì)系統(tǒng)輸出產(chǎn)生較大影響。此時(shí)，加入擾動(dòng)觀測器，并對(duì)濾波器參數(shù)進(jìn)行調(diào)試選取，盡量減小測量噪聲帶來的干擾。從仿真結(jié)果可以看出，在有測量噪聲的情況下，加入擾動(dòng)觀測器后，動(dòng)態(tài)響應(yīng)中測量噪聲的幅值減小，從而抑制了噪聲干擾的影響。同時(shí)，在測量噪聲的影響下，外部擾動(dòng)的影響變大，加入擾動(dòng)觀測器后，對(duì)外部擾動(dòng)也起到了抑制作用。

圖7 測量噪聲下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)

3 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提控制策略的可行性和有效性，使用MATLAB/Simulink 仿真工具搭建主電路及控制部分的仿真模型，對(duì)所提基于擾動(dòng)觀測器的VIENNA整流器前饋控制進(jìn)行仿真驗(yàn)證。系統(tǒng)參數(shù)如表1 所示，仿真過程如下:整流器首先正常工作進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，1 s 時(shí)負(fù)載突增，1.5 s 時(shí)負(fù)載突減。

表1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置

本文所提控制策略系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行仿真波形如圖8所示。由圖8 可以看出，直流輸出電壓能夠穩(wěn)定在給定電壓800 V，輸入側(cè)交流電壓和交流電流同相位，即可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，驗(yàn)證所提控制策略的可行性。

圖8 本文控制策略穩(wěn)態(tài)運(yùn)行仿真波形

兩種控制策略負(fù)載切換時(shí)的直流輸出電壓波形如圖9 所示。對(duì)比兩種控制策略的負(fù)載切換效果，本文所提控制策略明顯更好。采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略，在1 s 時(shí)，將負(fù)載由200 Ω 變?yōu)?00 Ω，直流側(cè)電壓下降至780 V 左右，幅值有20 V 左右的波動(dòng)，0.5 s 后電壓恢復(fù)到給定參考值800 V，在1.5 s 時(shí)，將負(fù)載由100 Ω 變?yōu)?00 Ω，直流側(cè)電壓躍升至820 V左右，可以看出輸出電壓受負(fù)載變化的影響較大。采用本文所提基于擾動(dòng)觀測器的前饋控制策略后，在同樣負(fù)載切換過程中，經(jīng)過0.02 s 電壓即可恢復(fù)到給定參考值800 V，直流輸出電壓波動(dòng)在3 V以內(nèi)。

圖9 兩種控制策略下負(fù)載切換時(shí)的直流輸出電壓波形

采用本文所提前饋控制策略后，負(fù)載切換時(shí)直流輸出電壓的波動(dòng)幅度由20 V 左右降至3 V 以內(nèi)，直流輸出電壓恢復(fù)到給定值的時(shí)間由0.5 s 縮短至0.02 s。說明本文所提控制策略可以顯著抑制負(fù)載切換過程中電壓的幅值波動(dòng)，縮短電壓波動(dòng)的恢復(fù)時(shí)間，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能更好。

兩種不同控制策略下由半載切到滿載后的電流穩(wěn)態(tài)控制效果如圖10 和圖11 所示。采用傳統(tǒng)控制策略時(shí)，負(fù)載切換后的電流穩(wěn)態(tài)THD 為1.55%。采用本文所提控制策略時(shí)，負(fù)載切換后的電流穩(wěn)態(tài)THD 為1.42%。比較兩種不同控制策略下負(fù)載切換后的電流穩(wěn)態(tài)THD，本文所提控制策略的電流穩(wěn)態(tài)THD 更優(yōu)。

圖10 傳統(tǒng)控制策略負(fù)載切換后的電流穩(wěn)態(tài)控制效果

圖11 本文控制策略負(fù)載切換后的電流穩(wěn)態(tài)控制效果

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于三相VIENNA 整流器的仿真模型，搭建了一臺(tái)基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，根據(jù)以上的理論分析和仿真結(jié)果，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略，將負(fù)載由100 Ω 切換為200 Ω 再恢復(fù)到100 Ω 時(shí)系統(tǒng)輸入電流和直流側(cè)電壓波形如圖12 所示。由波形可知直流側(cè)電壓經(jīng)過0.12 s 恢復(fù)到給定值，波動(dòng)為80 V，幅值波動(dòng)較大，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間較長。引入DOB 后負(fù)載在相同切換狀態(tài)下輸入電流和輸出側(cè)電壓波形如圖13 所示。可知DOB 的引入，使直流側(cè)電壓動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間縮短至0.07 s，最大波動(dòng)減小到50 V 以內(nèi)，縮短了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間，提高了負(fù)載切換時(shí)的動(dòng)態(tài)性能，增強(qiáng)了系統(tǒng)抗擾性。

圖12 傳統(tǒng)控制策略負(fù)載切換系統(tǒng)性能波形

圖13 本文控制策略負(fù)載切換系統(tǒng)性能波形

兩種不同控制策略下的電流穩(wěn)態(tài)控制效果如圖14和圖15 所示。采用傳統(tǒng)控制策略時(shí)的電流穩(wěn)態(tài)THD 為3.0%。采用本文所提控制策略時(shí)電流穩(wěn)態(tài)THD 為2.4%。表明本文所提控制策略電流穩(wěn)態(tài)THD 更優(yōu)。

圖14 傳統(tǒng)控制策略電流穩(wěn)態(tài)控制效果

圖15 本文控制策略電流穩(wěn)態(tài)控制效果

5 結(jié)論

針對(duì)VIENNA 整流器傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略存在負(fù)載切換時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢的問題，本文采用一種基于擾動(dòng)觀測器的控制策略。詳細(xì)分析了擾動(dòng)觀測器的原理，設(shè)計(jì)了相應(yīng)的低通濾波器，搭建基于MATLAB/Simulink 的仿真模型，對(duì)該控制策略進(jìn)行仿真，最后在基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出方案的可行性和正確性。仿真分析與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文提出的負(fù)載電流前饋控制策略能夠顯著提高VIENNA 整流器在負(fù)載切換時(shí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，有效抑制負(fù)載切換帶來的電壓波動(dòng)，使得輸出電壓快速恢復(fù)，提高系統(tǒng)的抗負(fù)載擾動(dòng)能力。