有源箝位反激諧振網(wǎng)絡(luò)的研究

郭明良，孫冬

（黑龍江科技大學(xué)，黑龍江哈爾濱，150000）

0 引言

1 基本工作原理

有源箝位反激的一個周期內(nèi)包含七個模態(tài)，圖1顯示了每個模態(tài)下的等效電路。在模態(tài)(I)中，QL處于導(dǎo)通狀態(tài)，因為VGS(QL)很高，因此連接到Lm的VBULK導(dǎo)致Im線性增加，為Lm存儲能量。在模態(tài)(II)中，QL和QH均關(guān)閉，峰值磁化電流對QL的結(jié)電容Coss（QH）充電，對箝位開關(guān)的結(jié)電容QH放電并且同時對次級整流器的結(jié)電容放電。因此，隨著VSW從0V上升到高電平，QL上的電流IQL減小，箝位電流ICc增加，次級整流器電流ISEC增加。模態(tài)中（III），QH還沒開啟，所以Im先流過QH的體二極管給CC充電。在第四個區(qū)域(IV)中，當(dāng)VGS(QH)為高時QH導(dǎo)通時，nVOUT開始對Lm退磁，因此Im開始衰減并且Lm將其能量釋放到輸出。同時，Cc通過與Lk共振吸收Lk能量，所以IC為正方向。在第五個區(qū)域(V)，IC開始反向諧振，因此ISEC變高，這表明磁化和泄漏能量都釋放到輸出。第六區(qū)（VI）出現(xiàn)在諧振完成之后。次級二極管整流器在零電流(ZCS)時自然關(guān)閉，因此nVOUT無法進(jìn)一步退磁Lm。相反，隨著QH保持導(dǎo)通，箝位電容器電壓(VC)接管以繼續(xù)對Lm去磁，因此Im在QH關(guān)閉之前繼續(xù)反向運行。在QH關(guān)閉的最后一個區(qū)域，負(fù)磁化電流Im(-)開始對COSS(QL)放電，給COSS(QH)充電，并對次級整流器的結(jié)電容充電，因此VSW從高電平下降到0V。最后，回到第一個區(qū)域，當(dāng)VSW達(dá)到0V時QL開啟，因此獲得ZVS。

圖1 有源箝位反激不同模態(tài)下的等效電路

2 諧振網(wǎng)絡(luò)分析

2.1 原邊諧振網(wǎng)絡(luò)分析

傳統(tǒng)的有源箝位諧振網(wǎng)絡(luò)是原邊諧振，即副邊電容折算到原邊之后遠(yuǎn)大于箝位電容，在諧振過程中，其兩端電壓值基本不變，所以其容值對諧振網(wǎng)絡(luò)影響極小，可簡化為一個電壓源，因此在諧振時是利用原邊的箝位電容同漏感進(jìn)行諧振，故稱為原邊諧振。

根據(jù)上述分析，原邊諧振過程的等效電路圖如圖2所示。

圖2 原邊諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路

其中Cc為箝位電容，Lk為漏感，Lm為勵磁電感，n×Vo的電壓源為輸出電容等效到原邊后的近似電壓源。分析該等效電路可知，Lm兩端電壓被箝位到n×Vo，故Lm也不參與諧振過程。只有Lk與Cc諧振。故可對電路進(jìn)行求解：

圖3 原邊諧振電流波形示意圖

這就會帶來一個問題，就是當(dāng)參數(shù)設(shè)計不合理，或者系統(tǒng)波動的時候，Ipri和Im可能會在正電流區(qū)域相遇，導(dǎo)致副邊同步整流管提前關(guān)斷。而大多數(shù)的同步整流芯片從關(guān)斷到下一次開通之前需要承受正向的VDS電壓，以市場上廣泛使用的芯源公司生產(chǎn)同步整流芯片MP6908為例，他從關(guān)斷到開通需要檢測同步整流管的VDS在一定時間內(nèi)從2V降至-40mV才會開通，但是由于Ipri和Im提前相遇之后，電流仍然正向流動，即 VDS＜ 0 ,所以同步整流芯片不會工作，副邊電流會經(jīng)由同步整流Mosfet的體二極管流過，從而失去了同步整流的效果，增大了其上的損耗，對散熱和效率產(chǎn)生不利影響。

2.2 副邊諧振網(wǎng)絡(luò)分析

除原邊諧振的方式以外，還有副邊諧振的方式。當(dāng)折算到原邊的副邊電容（ Co/n2）遠(yuǎn)小于原邊箝位電容（Cc）,此時原邊箝位電容將等效為一個電壓源，諧振網(wǎng)絡(luò)變成原邊漏感與副邊電容諧振，其諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路如下圖所示：

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圖4 副邊諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路

由上述公式可以分析出，當(dāng)采用副邊諧振的時候，變壓器原邊的電流波形(ipri)由兩部分組成。一是線性分量，其斜率為 - n Vo/Lm，因此其為平行于Im，并處于Im下方的一條直線。二是正弦分量，其系數(shù)為負(fù)，所以會先向下震蕩。諧振電流的整體示意圖如下：

圖5 副邊諧振電流波形示意圖

由上圖可以看到，在副邊諧振的條件下，由于正弦分量的系數(shù)為負(fù)，因此不會出現(xiàn)勵磁電流與原邊電流過早相遇，導(dǎo)致同步整流管提前關(guān)斷的問題。但是在副邊諧振條件下，要實現(xiàn)副邊同步整流開關(guān)管的零電流關(guān)斷，需要滿足以下條件：

（1）諧振電流和勵磁電流必須能夠相遇，即聯(lián)立使兩電流相等，聯(lián)立后方程如下所示：

當(dāng)該方程有解時，上述條件即可成立。

（2）在滿足上述條件的基礎(chǔ)上，另一個必要的的條件式原邊電流與勵磁電流應(yīng)該在電流為負(fù)時候相遇，之后原邊開關(guān)管導(dǎo)通，則可實現(xiàn)副邊的ZCD。

2.3 原副邊同時諧振網(wǎng)絡(luò)分析

以上分析的諧振網(wǎng)絡(luò)，不管是原邊諧振還是副邊諧振，究其根本都是變壓器一端的電容與漏感進(jìn)行諧振，而另一端電容由于容值相對較大，在分析的時候?qū)⑵涞刃殡妷涸础Ｈ魧⒃叺闹C振電容和折算后的副邊電容都調(diào)整到同一數(shù)量級，則可以將原邊電容和副邊電容都引入諧振網(wǎng)絡(luò)，二者均參與諧振過程，其等效電路圖如下。

圖6 原副邊諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路

根據(jù)等效電路可以求得在該諧振網(wǎng)絡(luò)下的電流表達(dá)式為：

由上述公式可以看出，在這種諧振網(wǎng)絡(luò)下，電路的諧振情況由原邊電容和副邊電容共同決定。并且其中正弦分量的系數(shù)不再是一個常數(shù)，因此電流波形構(gòu)成更加復(fù)雜，方便通過原邊和副邊共同對電流波形進(jìn)行改動，以完善諧振電流波形。

值得注意的是，當(dāng)副邊電容參數(shù)諧振，即在副邊諧振及原副邊共同諧振的情況下，為了維持輸出的穩(wěn)定，要在后級加入LC濾波。LC濾波可以濾除前級諧振所造成的電壓波動，保持輸出電壓的平穩(wěn)。

3 仿真驗證

本次仿真基于SIMPLIS軟件，以一款輸出電壓15V，最大功率為75W的ACF為例進(jìn)行仿真，變壓器原邊感量55uH。由于箝位電容大小直接影響諧振過程，故需要通過開關(guān)周期來確定。由上面分析可

因此，諧振電容的大小可用以下公式進(jìn)行近似估算：

帶入后可得，Cc=220nF。

當(dāng)然，該計算容值僅為近似的仿真參數(shù)值，其最終值的確定還要考慮電路的開關(guān)損耗的導(dǎo)通損耗，所以要根據(jù)實際情況做適當(dāng)修改。

設(shè)計如下仿真參數(shù)，以進(jìn)行不同諧振網(wǎng)絡(luò)下的諧振電流波形情況。

諧振方式 Cc（nF） Co/n2（nF） Ceq（nF）原邊諧振 220 27800 218.3原副邊諧振 282 1000 220原副邊諧振 293 880 220原副邊諧振 330 660 220副邊諧振 100000 220 219.5

所得仿真波形如下所示。

圖7 原邊諧振電流波形

從上述仿真波形分析可知，不同的諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)值對諧振電流波形有著巨大的影響。從圖8、圖9可以看出，副邊諧振以及原副邊諧振由于其不同的諧振波形，從根本上避免了Im和Ipri提前相交導(dǎo)致同步整流提前關(guān)斷的風(fēng)險。

圖8 副邊諧振電流波形

圖9 原副邊諧振電流波形

同時，從圖9可以看出，相比于副邊諧振，原副邊諧振有著更多變的電流波形情況，方便進(jìn)行調(diào)節(jié)和控制，并且通過仿真可以發(fā)現(xiàn)，在Co/n2=880nF的情況下，副邊擁有相對較好的電流波形，其有效值更小，從而可以降低同步整流的導(dǎo)通損耗。而且，較小的交流分量和有效值，可以使變壓器的鐵損和銅損都降低，從而減小變壓器的損耗，降低其發(fā)熱情況，增加整體效率。

4 結(jié)論

通過對諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行建模和等效分析，指出了將原邊和副邊的諧振電容調(diào)整到同一數(shù)量級可以令原邊和副邊電容都參與到諧振當(dāng)中，從而可以通過改變原邊和副邊電容得到更多不同的諧振電流波形。

在選擇合適的諧振參數(shù)后（如仿真實驗中的Co/n2=880nF），電流擁有相對較好的波形，其有效值較低，可以降低副邊同步整流的導(dǎo)通損耗，并降低變壓器的銅損和鐵損，有助于降低變壓器溫度，提高整機效率。