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    應用于5G 的新型高線性度功率放大器設(shè)計

    2023-11-19 17:06姚鳳薇
    現(xiàn)代電子技術(shù) 2023年22期
    關(guān)鍵詞:末級電路設(shè)計偏置

    姚鳳薇

    (上海電子信息職業(yè)技術(shù)學院,上海 201411)

    0 引 言

    第五代無線移動通信系統(tǒng)(5G)需要更高的頻率和更高的數(shù)據(jù)傳輸速率,數(shù)據(jù)的大規(guī)模傳輸需要保證傳輸?shù)耐暾院涂煽啃?,功放的線性度越高,信號在發(fā)射機處理時的放大失真率就會越小,放大時信號的完整性就可以得到保證[1-2]。PA 作為5G 射頻終端的重要器件之一,其線性度指標對整個射頻微波系統(tǒng)輸出信號的無失真性與穩(wěn)定性有著決定意義[3-4]。

    功率放大器電路設(shè)計中,器件的溫度效應會導致零點漂移,當放大管工作點偏移較多時,會產(chǎn)生工作電流,電流短時間的急劇增大會讓功放的指標參數(shù)受到影響[5-7]。偏置電路設(shè)計是PA 設(shè)計的關(guān)鍵部分,其作用是讓每一級的管芯工作在線性區(qū)域,克服溫度效應帶來的零點漂移。文獻[8]提出一種三階自適應偏置結(jié)構(gòu),典型增益為29 dB,提高了電路穩(wěn)定性,但是放大器整體線性度有待提高。文獻[9]設(shè)計一種自適應線性化偏置電路,提高了功率放大器對電壓和溫度的適應能力,但其飽和功率僅為29 dBm。文獻[10]提出一種偏置電路和變壓器匹配結(jié)構(gòu),但設(shè)計的放大器增益為28 dB,輸出功率仍待提高。

    相較于高成本GaN 工藝和成本低卻高頻自適應差的CMOS 工藝,GaAs 技術(shù)目前已在商用功率放大器設(shè)計應用中占比最高[11]。本文基于廈門三安公司的2 μm GaAs HBT 工藝,提出一種新型的自適應有源偏置電路,設(shè)計了一種工作在3.3~3.8 GHz 頻段的射頻功率放大器,有效解決了晶體管工作在大信號模式下因自熱效應導致的靜態(tài)工作點偏移問題和增益壓縮問題。

    1 電路設(shè)計

    本文所設(shè)計的功率放大器主要由三級放大晶體管、偏置電路以及匹配網(wǎng)絡(luò)組成。

    1.1 偏置結(jié)構(gòu)

    對于GaAs HBT 工藝,當輸入大信號且工作時間較長時會產(chǎn)生自熱效應,隨著溫度的不斷上升,晶體管性能進一步惡化,靜態(tài)工作點發(fā)生偏移,放大器工作在非線性區(qū)域。傳統(tǒng)的偏置結(jié)構(gòu)簡單,一般為無源分壓,無法對溫度和電流進行控制并達到穩(wěn)定。

    圖1 所示為一種改進的新型有源自適應偏置電路,在傳統(tǒng)的電流鏡中添加了晶體管Q1,Q4的基極與Q2的發(fā)射級相連,Q1和Q2、Q3基極相連,Q1和Q3組成鏡像電流源結(jié)構(gòu)。改變負反饋電阻R2和R3可以改變晶體管Q1和Q3共基極電壓壓降,從而影響Q0基極電壓大小,起到對靜態(tài)工作點偏移調(diào)節(jié)的作用。當輸入功率增大的時候,功放管Q0的直流電流也隨之變大,但在HBT 的自熱效應以及基射結(jié)整流的作用下,Q0基極電壓將會減小,既達到了溫度控制的效果,也使偏置電流保持穩(wěn)定,放大器工作在線性區(qū)域。

    此外,鎮(zhèn)流電阻R8的阻值大小會改變Q0處的電流,對射頻功率管的自熱效應進行補償,但是過大的話會增大偏置電路的阻值,降低線性度。最終當R8=77 Ω 時,二者之間達到平衡。本設(shè)計要求滿足5G N78 通信頻段,供電電壓Vbat和VCC為5 V,Vreg在2.7~3 V 內(nèi)可調(diào),P1dB為30.5 dBm,選用的HBT 器件的型號和尺寸為:SANAN_H20_QBEB 器件,其發(fā)射極指數(shù)e_nf=4,寬度We=3 μm,長度Le=30 μm。

    功放的末級管芯采用10 個HBT 器件并聯(lián)的形式。計算得到其發(fā)射極總面積為(10×4×3×30)μm2,最大輸出飽和功率為34.7 dBm,滿足輸出功率的指標要求,工作在深AB 類狀態(tài)。圖2 所示為末級管芯隨著溫度變化的仿真曲線。由圖可知:當溫度到達120 ℃時,采用傳統(tǒng)的偏置電路的HBT 集電極電流從180 mA 漂移至187 mA;而采用新型有源自適應偏置電路的HBT 集電極電流僅從180 mA 漂移至184 mA,再次證明了本文偏置電路設(shè)計的有效性。

    圖2 末級管芯隨著溫度變化的仿真曲線

    1.2 整體電路設(shè)計

    功率放大器的電路原理圖如圖3 所示。偏置電路一、二級間及二、三級間輸入阻抗變換也比較小,分別采用了簡單的T 型匹配及對稱式雙LC 結(jié)構(gòu)。根據(jù)LoadPull 計算,末級阻抗值為8+j*1 Ω,為了匹配到50 Ω 同時抑制高次諧波分量,末級匹配采用了兩組串聯(lián)匹配LC 組合、TANK(LC 并聯(lián))結(jié)構(gòu)和最后一組的串聯(lián)匹配LC,電路原理圖如圖3 所示。末級匹配前兩組及最后一組LC 匹配結(jié)構(gòu)分別將頻率為2f0的波及頻率為4f0的波到地,從而抑制了二次諧波分量及四次諧波分量。TANK 結(jié)構(gòu)對于頻率為3f0的波來說,其阻抗為無窮大,從而起到了抑制三次諧波的作用,仿真結(jié)果如圖4所示,圖中m1、m2、m3點分別對應二次、三次及四次高次模頻率[12-13]。

    圖3 功率放大器的電路原理圖

    圖4 匹配電路的仿真結(jié)果

    2 實測結(jié)果

    功率放大器的芯片尺寸為1.64 mm×0.91 mm×0.085 6 mm,其EVB 圖如圖5 所示。EVB 上預留了匹配調(diào)節(jié)位置,后期可進一步優(yōu)化性能。

    圖5 功率放大器EVB 圖

    小信號的測試采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀,S參數(shù)仿真與實測數(shù)據(jù)對比結(jié)果如圖6 所示。頻帶內(nèi)實測的小信號增益S21均大于31.2 dB,比仿真增益約小1.5 dB,S12實測值均小于-45 dB,仿真的結(jié)果為-58 dB。實測與仿真的差異是由于工藝導致晶體管模型存在偏差、流片測試鍵合線與仿真時所用的線型和長度有偏差等造成的。

    圖6 S 參數(shù)仿真與實測數(shù)據(jù)對比

    圖7 所示為AM-AM 的實測圖。測試該數(shù)據(jù)時,為保護網(wǎng)絡(luò)分析儀,添加了一個20 dB 的衰減器。由圖7可知,在中心頻率為3.55 GHz 時,功率放大器輸出飽和功率為29.47 dBm,1 dB 壓縮點功率為29.06 dBm。IMD3 和ACL 測試采用的是電源、函數(shù)信號發(fā)射器、功率計和頻譜儀搭建的測試平臺。如圖8 所示,當輸出功率為20 dBm 時,IMD3在3.55 GHz時實測為-44.46 dBc,雖比仿真結(jié)果相差約-8 dB,但表現(xiàn)出良好的線性性能。圖9、圖10 分別為ACLR 的實測結(jié)果及ACLR 測試數(shù)據(jù)圖。由圖可知,當調(diào)制信號帶寬為10 MHz,中心頻點為3.55 GHz 時,輸出功率從13 dBm 掃描至28 dBm;當輸出功率為27.56 dBm 時,左右邊帶的ACLR 均小于-37.62 dBc,滿足設(shè)計要求。

    圖7 AM-AM 實測結(jié)果圖

    圖8 IMD3 仿真與實測結(jié)果(3.55 GHz)

    圖9 ACLR 實測結(jié)果(3.55 GHz)

    圖10 ACLR 測試數(shù)據(jù)圖(3.55 GHz)

    3 結(jié) 論

    基于三安公司的2 μm GaAs HBT 工藝,提出一種新型的自適應有源偏置電路,有效抑制了自熱效應帶來的靜態(tài)工作點偏移問題和增益壓縮問題,并通過末端級聯(lián)的匹配實現(xiàn)了高次模抑制。本文采用此偏置電路進行三級級聯(lián),實現(xiàn)了一款工作在5G N78 頻段的射頻功率放大芯片,芯片尺寸僅為1.64 mm×0.91 mm×0.085 6 mm。小信號實測增益大于31.2 dB,當輸出功率為20 dBm 時,IMD3 測試結(jié)果低于-44.46 dBc,線性性能良好。但本文設(shè)計的功率放大器飽和功率略低,還需進一步優(yōu)化。

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