一種雙向三端口車(chē)載充電機(jī)拓?fù)涞恼{(diào)制及仿真

賈民立，孫 浩

（臺(tái)達(dá)電子企業(yè)管理（上海）有限公司，上海 201209）

車(chē)載充電機(jī)OBC（on-board charger），低壓輸出直流變換器LVDC（low voltage DC converter）和電機(jī)驅(qū)動(dòng)器TI（traction inverter）是電動(dòng)汽車(chē)的3 個(gè)主要能量變換單元，常見(jiàn)功率等級(jí)范圍分別是3.3～22.0 kW、2.0～3.6 kW 和90～150 kW。針對(duì)三者的集成化設(shè)計(jì)，學(xué)者們先后提出了不同的實(shí)現(xiàn)方式[1]，實(shí)際應(yīng)用中，由于OBC 和LVDC 功率等級(jí)相近且有分時(shí)工作的特點(diǎn)，兩者更容易進(jìn)行集成化設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)形式上可分為物理集成和磁集成，其中磁集成在提高功率密度，減小體積和降低成本上更有優(yōu)勢(shì)，近年來(lái)深受大家的青睞。

雙向三端口拓?fù)涫菑幕緝啥丝陔p向DC/DC推演而來(lái)。雙有源橋DAB（dual-active bridge）[2]和諧振型CLLC 拓?fù)涫莾深?lèi)典型的代表并各具特點(diǎn)。DAB 是定頻脈寬調(diào)制PWM（pulse width modulation）型控制，應(yīng)用簡(jiǎn)單靈活，但軟開(kāi)關(guān)范圍有限，盡管可以采用多重移相技術(shù)來(lái)擴(kuò)展其軟開(kāi)關(guān)范圍[3]，但實(shí)現(xiàn)相對(duì)復(fù)雜；CLLC 是諧振型變頻控制，零電壓開(kāi)關(guān)ZVS（zero voltage switching）開(kāi)通，輸出效率高，寬輸出電壓范圍時(shí)有2 種常見(jiàn)實(shí)現(xiàn)方式：一種是通過(guò)擴(kuò)展母線電壓范圍的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)寬電壓的輸出，但需要選用高耐壓電容，成本增加；另一種是采用對(duì)稱(chēng)LLC 的設(shè)計(jì)思路[4]，但只能保證單方向的增益最優(yōu)設(shè)計(jì)。結(jié)合以上兩類(lèi)電路的工作特點(diǎn)，文獻(xiàn)[5]給出一種LC 串聯(lián)諧振加Delay-Time（延時(shí)）控制的方法，特點(diǎn)是在變頻控制的基礎(chǔ)上，通過(guò)對(duì)副邊開(kāi)關(guān)引入延時(shí)控制形成部分短路狀態(tài)，對(duì)諧振電感進(jìn)行儲(chǔ)能來(lái)提高輸出電壓的增益，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)寬范圍的電壓輸出，特點(diǎn)是易于控制，非常適合車(chē)載充電應(yīng)用場(chǎng)合應(yīng)用。

三端口拓?fù)浒凑諛?gòu)成同樣可分為PWM 定頻控制型和諧振型變頻控制，其解耦方法包括控制算法解耦和拓?fù)浣怦?，其中控制算法解耦[6-9]是一種常見(jiàn)的三端口控制方法。文獻(xiàn)[6]在傳統(tǒng)三端口的基礎(chǔ)上提出一種新的控制策略來(lái)進(jìn)行解耦控制，輸出的動(dòng)態(tài)響應(yīng)得到提高，但對(duì)模型的準(zhǔn)確度要求較高；文獻(xiàn)[7]針對(duì)運(yùn)行時(shí)出現(xiàn)的閑置端口提出一種虛擬控制的方法，閑置端口的工作電壓得到了控制，但要引入額外的無(wú)功，增加了損耗，降低了輸出效率；文獻(xiàn)[8]采用定頻的雙諧振控制，同時(shí)結(jié)合移相策略來(lái)調(diào)節(jié)電壓的輸出，僅適用于固定電壓輸出的工況。文獻(xiàn)[9]采用LCLC 多諧振結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，有3 個(gè)諧振頻率，由于具有基頻和三倍頻2 個(gè)串聯(lián)諧振頻率，因此可以對(duì)變換器中的基頻和三倍頻能量進(jìn)行傳遞，對(duì)參數(shù)設(shè)計(jì)的精度要求較高，寬輸出電壓范圍的調(diào)節(jié)能力有待驗(yàn)證。拓?fù)浣怦钍且环N直接的解耦[10-12]方法。文獻(xiàn)[10-11]通過(guò)在LVDC 輸出端增加不控整流+Buck 調(diào)壓實(shí)現(xiàn)輸出解耦，但不能避免OBC 在充放電模態(tài)時(shí)DAB 工作軟開(kāi)關(guān)范圍有限的缺陷。文獻(xiàn)[12]雖然提出采用準(zhǔn)諧振型的方式來(lái)改善軟開(kāi)關(guān)的條件，但OBC 和LVDC 輸出均要增加一級(jí)Buck調(diào)壓電路，增加了成本和控制的復(fù)雜度。

本文基于延時(shí)控制的雙向DC/DC 工作原理，通過(guò)在LVDC 增加不控整流及BUCK 調(diào)壓的架構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)三個(gè)端口的解耦，分析了該三端口OBC 拓?fù)湓诓煌ぷ髂B(tài)的控制實(shí)現(xiàn)方法和工作原理，特別對(duì)LVDC 獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，提出一種防止BUS 電容的過(guò)壓的控制方法，并對(duì)其工作原理進(jìn)行了分析，最后基于實(shí)際的工況參數(shù)，對(duì)系統(tǒng)在邊界條件下的運(yùn)行進(jìn)行了仿真，驗(yàn)證了本文所述控制方法的可行性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及運(yùn)行模態(tài)

圖1 所示為雙向三端口OBC 拓?fù)浼軜?gòu)。圖中，S1～S4為Bus 側(cè)的開(kāi)關(guān)，S5～S8為高壓電池側(cè)的開(kāi)關(guān)，SR1和SR2為L(zhǎng)VDC 側(cè)的同步整流開(kāi)關(guān)，S 和SRD 構(gòu)成Buck 調(diào)壓電路。Lr和Cr組成OBC 諧振網(wǎng)絡(luò)，CB為隔直電容，NP、NS及Ns1、Ns2分別為變壓器原邊、變壓器副邊高壓側(cè)及變壓器副邊低壓側(cè)繞組。Bus 側(cè)和高壓側(cè)均是可控的全橋結(jié)構(gòu)拓?fù)?，能量可以進(jìn)行雙向流動(dòng)，LVDC 側(cè)是不控整流+Buck 的調(diào)壓模式。該架構(gòu)通過(guò)拓?fù)浣怦羁梢造`活實(shí)現(xiàn)3 個(gè)端口的功率控制。

圖1 雙向三端口拓?fù)浼軜?gòu)Fig.1 Architecture of bidirectional three-port topology

根據(jù)車(chē)輛運(yùn)行工況，集成雙向三端口OBC 可分為3 種運(yùn)行模態(tài)，如圖2 所示。圖2（a）和（b）分別是車(chē)輛停止運(yùn)行時(shí)的充電和放電狀態(tài)，系統(tǒng)控制由OBC 來(lái)主導(dǎo)，此時(shí)LVDC 輸出功率將控制在1 kW以下，其工作頻率與OBC 相同；圖2（c）是車(chē)輛運(yùn)行時(shí)的工作狀態(tài)，該狀態(tài)下高壓電池向低壓電池供電，LVDC 是獨(dú)立工作模態(tài)，最大連續(xù)輸出功率為3 kW，工作于固定開(kāi)關(guān)頻率的PWM 控制模式。

圖2 雙向三端口拓?fù)涞倪\(yùn)行模態(tài)Fig.2 Working modes of bidirectional three-port topology

2 充、放電模態(tài)的工作原理分析及設(shè)計(jì)

定義OBC 變壓器的原、副邊匝比為N=Ns/Np，Bus側(cè)和高壓電池側(cè)的電壓分別為VBus和VHVO，則OBC在充電狀態(tài)時(shí)的增益GCH可描述為

放電時(shí)的增益GDCH為充電時(shí)GCH的倒數(shù)。為了縮小輸出增益的調(diào)節(jié)范圍，提升輸出效率，設(shè)計(jì)采用變Bus 電壓的控制策略。圖3 分別給出了充電和放電時(shí)的增益調(diào)節(jié)關(guān)系曲線，可以看到，Bus 電壓VBus的可調(diào)范圍設(shè)定在380～420 V 時(shí)，Bus 電容耐壓選用450 V 即可。

圖3 雙向DC/DC 拓?fù)涑洹⒎烹娫鲆鍲ig.3 Charging and discharging gains of bidirectional DC/DC topology

基于OBC 雙向DC/DC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作的對(duì)稱(chēng)性，本文僅以充電狀態(tài)為例進(jìn)行相應(yīng)的分析和設(shè)計(jì)說(shuō)明，放電狀態(tài)不再贅述。

2.1 工作原理及模態(tài)分析

結(jié)合圖3 的增益曲線，當(dāng)系統(tǒng)GCH≤1 時(shí)OBC的雙向DC/DC 拓?fù)涫莻鹘y(tǒng)的LC 串聯(lián)諧振型，輸出調(diào)節(jié)增益不大于1，通常采用變頻控制。LVDC 側(cè)的SR1和SR2跟隨諧振電流進(jìn)行同步整流，對(duì)電容CSR進(jìn)行充電，BUCK 電路的主動(dòng)開(kāi)關(guān)S 根據(jù)輸出能量需求進(jìn)行PWM 控制。詳細(xì)的控制時(shí)序如圖4（a）所示，該工作模態(tài)OBC 的工作可以看作是延時(shí)控制的一個(gè)特例（延時(shí)為0），不單獨(dú)闡述。

圖4 雙向三端口OBC 充電狀態(tài)時(shí)的開(kāi)關(guān)時(shí)序Fig.4 Switching timing of bidirectional three-port OBC in charging mode

當(dāng)輸出GCH＞1 時(shí)，OBC 的雙向DC/DC 采用延時(shí)控制策略，LVDC 采用BUCK 進(jìn)行調(diào)壓。圖4（b）給出了詳細(xì)的開(kāi)關(guān)時(shí)序波形，忽略死區(qū)的條件下，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有8 個(gè)工作狀態(tài)。方便起見(jiàn)，定義OBC 副邊同步整流的橋臂為為無(wú)源橋臂，參與延時(shí)控的橋臂為有源橋臂。本文中S5/S6為無(wú)源橋臂，S7/S8為有源橋臂?；谝粋€(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)前、后半周工作的對(duì)稱(chēng)性，選取前半周期的4 個(gè)工作狀態(tài)進(jìn)行分析，各對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)模態(tài)如圖5 所示。

圖5 三端口電路充電狀態(tài)時(shí)半個(gè)開(kāi)關(guān)周期的工作狀態(tài)Fig.5 Working states in half switching cycle when three-port circuit is in charging mode

（1）開(kāi)關(guān)狀態(tài)1[t0～t1]：t0時(shí)刻，原邊開(kāi)關(guān)S1和S4流過(guò)負(fù)向電流，ZVS 開(kāi)通。該時(shí)段，原邊處于饋能階段，副邊高壓側(cè)通過(guò)開(kāi)關(guān)S5的體二極管及S8進(jìn)行整流輸出；副邊低壓側(cè)一方面通過(guò)SR2進(jìn)行同步整流對(duì)電容CSR進(jìn)行充電，另一方面，由于BUCK 主開(kāi)關(guān)S 處于關(guān)斷狀態(tài)，輸出電感LO中的電流通過(guò)SRD 進(jìn)行續(xù)流。

（2）開(kāi)關(guān)狀態(tài)2[t1～t2]：t1時(shí)刻，諧振電流由負(fù)變正。該時(shí)段，開(kāi)關(guān)S5的體二極管截止，S6的體二極管導(dǎo)通，副邊諧振電流通過(guò)S6和S8短路，VCD的電壓為0，VAB作為激勵(lì)源對(duì)LC 組成的諧振腔進(jìn)行儲(chǔ)能，該時(shí)間定義為延時(shí)控制時(shí)間，顯然該時(shí)間越長(zhǎng)儲(chǔ)能越多，輸出增益就越高。副邊低壓側(cè)繞組由于受到高壓輸出側(cè)繞組電壓的嵌位繞組電壓為0，BUCK 電路輸出電感LO上的電流持續(xù)通過(guò)SRD 進(jìn)行續(xù)流。

（3）開(kāi)關(guān)狀態(tài)3[t2～t3]：t2時(shí)刻，開(kāi)關(guān)S8關(guān)斷，S7實(shí)現(xiàn)ZVS 開(kāi)通，同時(shí)開(kāi)關(guān)S 開(kāi)通進(jìn)行BUCK 調(diào)壓控制。該時(shí)段，OBC 通過(guò)開(kāi)關(guān)S6的體二極管和S7進(jìn)行整流輸出；副邊低壓輸出側(cè)繞組通過(guò)SR1進(jìn)行同步整流，通過(guò)控制開(kāi)關(guān)S 的導(dǎo)通時(shí)間來(lái)調(diào)節(jié)LVDC的輸出電壓。

（4）開(kāi)關(guān)狀態(tài)4[t3～t4]：t3時(shí)刻，BUCK 主開(kāi)關(guān)S關(guān)斷，OBC 輸出持續(xù)對(duì)高壓電池進(jìn)行充電，低壓側(cè)繞組通過(guò)SR1對(duì)CSR進(jìn)行充電，電感LO的電流通過(guò)開(kāi)關(guān)SRD 進(jìn)行續(xù)流。

2.2 等效電路分析及設(shè)計(jì)

理想狀況下，忽略變壓器的漏感和耦合電容，線路雜散電感及隔直電容CB 等參數(shù)的影響，充、放電模式時(shí)解耦前后的等效電路如圖6 所示，其中VCD’及VLV’分別為通過(guò)匝比關(guān)系折算到原邊的值。由圖6（a）可知，LVDC 的輸入電壓直接和HVDC 的電壓相關(guān)，解耦后的等效電路如圖6（b）所示，可以分解成兩個(gè)完全獨(dú)立的的電路，可以分別進(jìn)行設(shè)計(jì)。

圖6 充、放電模態(tài)時(shí)解耦前后的等效電路Fig.6 Equivalent circuits before and after decoupling in charging and discharging modes

解耦后的OBC 等效電路主要由激勵(lì)源VAB和VCD’及諧振電感和電容構(gòu)成，如何確定電感和電容值是設(shè)計(jì)的重點(diǎn)，通常遵循的原則是：諧振頻率一定時(shí)，在保證諧振電容耐壓足夠的條件下，盡可能地增大諧振電感。原因是感量越大開(kāi)關(guān)頻率的變化范圍越小，效率越高。

實(shí)際控制時(shí)，通常將延時(shí)時(shí)間轉(zhuǎn)換成移相角度，表示為

式中：Ts為OBC 開(kāi)關(guān)周期；tdelay為OBC 原、副邊的延時(shí)控制時(shí)間。

圖7 給出開(kāi)關(guān)頻率fs、移相角度θ 隨輸出電壓VHVO變化的典型曲線?？梢钥闯?，開(kāi)關(guān)頻率呈“V”字型變化。在增益小于1 的區(qū)間，移相角度為0；增益大于1 的區(qū)間，移相角度隨輸出電壓的升高而增大。實(shí)際控制中移相角采用開(kāi)環(huán)控制，通過(guò)查表的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)，頻率調(diào)節(jié)通過(guò)閉環(huán)控制來(lái)實(shí)現(xiàn)。

圖7 fs 和移相角度θ 與輸出電壓VHVO 的關(guān)系Fig.7 Relationship among fs,phase shift angle θ and VHVO

LVDC 側(cè)輸入電壓通過(guò)變壓器耦合被高壓側(cè)的橋臂的中點(diǎn)電壓VCD嵌位，LVDC 不控整流輸出可等效為一電壓源，考慮延時(shí)控制帶來(lái)的占空比丟失，同步BUCK 電路的輸入電容CSR的電壓表達(dá)式為

LVDC 的輸出電壓范圍通常是9～16 V。顯然，若不通過(guò)BUCK 電路進(jìn)行變換，LV 側(cè)的電壓是不受控制的，三端口工作是非解耦的。若定義BUCK 控制的占空比是D，則最終LVDC 的輸出電壓VLV為

3 車(chē)輛運(yùn)行模式下的工作原理及設(shè)計(jì)

3.1 工作原理及模態(tài)分析

圖2（c）為車(chē)輛運(yùn)行中，通過(guò)能量轉(zhuǎn)換將高壓電池的能量傳送給車(chē)內(nèi)的低壓電池及其他供電設(shè)備，此時(shí)OBC 停止工作。該模態(tài)下，需要解決的主要問(wèn)題是：要避免原邊出現(xiàn)過(guò)電壓，防止Bus 電容及開(kāi)關(guān)器件的損壞?；诖耍疚奶岢龆搪吩叺目刂撇呗?，實(shí)現(xiàn)上可以有多種形式，比如保持S1和S3常通，或者S2和S4常通，或者S1～S4常通等形式，這里僅以控制S2和S4保持常通狀態(tài)為例進(jìn)行說(shuō)明。

當(dāng)原邊的橋臂中點(diǎn)A 和B 短路后，此時(shí)L 和C組成的串聯(lián)諧振腔和變壓器原邊繞組并聯(lián)，為了保證諧振腔成感性，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)定在諧振頻率的2 倍以上，LVDC 的輸出電壓通過(guò)高壓HV 側(cè)的移相來(lái)控制，BUCK 電路不工作，圖8 為該模態(tài)下的開(kāi)關(guān)控制時(shí)序。同樣只對(duì)半個(gè)開(kāi)關(guān)周期的開(kāi)關(guān)動(dòng)作進(jìn)行分析，開(kāi)關(guān)模態(tài)如圖9 所示。

圖8 LVDC 獨(dú)立運(yùn)行時(shí)的開(kāi)關(guān)時(shí)序Fig.8 Switching timing when LVDC runs independently

圖9 LVDC 獨(dú)立運(yùn)行時(shí)半個(gè)開(kāi)關(guān)周期的工作狀態(tài)Fig.9 Working state in half switching cycle when LVDC runs independently

（1）開(kāi)關(guān)狀態(tài)1[t0～t1]：t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)S5實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。原邊通過(guò)控制開(kāi)關(guān)S2和S4常通形成短路狀態(tài)，避免了CBus的過(guò)充電。副邊高壓側(cè)由于電流的滯后性通過(guò)S5和S7進(jìn)行續(xù)流，低壓側(cè)的開(kāi)關(guān)S 處于常通狀態(tài)，開(kāi)關(guān)SR1和SR2處于關(guān)斷狀態(tài)，由于繞組電壓VCD是0，LV 側(cè)變壓器繞組電流將根據(jù)需要自由流動(dòng)。

（2）開(kāi)關(guān)狀態(tài)2[t1～t2]，t1時(shí)刻開(kāi)關(guān)S7關(guān)斷，S8開(kāi)通，VCD電壓為高壓側(cè)電池電壓，LV 側(cè)開(kāi)關(guān)SR1開(kāi)通進(jìn)行同步整流，整個(gè)輸出電壓的調(diào)節(jié)通過(guò)高壓側(cè)的移相控制來(lái)實(shí)現(xiàn)，BUCK 電路不起作用。

3.2 等效電路分析及設(shè)計(jì)

該工作狀態(tài)下的等效電路如圖10 所示。與前面諧振型線路分析不同，這里考慮變壓器的漏感為L(zhǎng)k（通常在μH 級(jí)），原邊諧振參數(shù)折算到副邊高壓側(cè)時(shí)滿(mǎn)足關(guān)系：，兩者與變壓器副邊的勵(lì)磁電感Lm并聯(lián)（圖10（b）），通常情況下，諧振電感和變壓器本身的勵(lì)磁電感滿(mǎn)足Lm＞＞可以忽略Lm的影響。又因?yàn)楹托纬傻闹C振回路，阻抗表達(dá)式為

其中，諧振頻率fr=，顯然當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs＞fr時(shí)，LC 諧振電路呈感性。實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs≥2fr時(shí)，可以基本忽略諧振電容的影響，此時(shí)的和勵(lì)磁電感Lm是直接并聯(lián)關(guān)系，如圖10（c）所示等效電路。由文獻(xiàn)[13]的分析可知，采用移相控制時(shí)，為軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)提供條件。

圖10 LVDC 獨(dú)立工作時(shí)的等效電路Fig.10 Equivalent circuits when LVDC runs independently

4 仿真分析及設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證本文所提控制策略的可行性，依據(jù)表1所示系統(tǒng)仿真參數(shù)，采用SIMetrix/SIMPLIS Pro Ver-sion 8.30b 進(jìn)行了系統(tǒng)仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果分析如下。

表1 系統(tǒng)主要仿真參數(shù)Tab.1 Main simulation parameters of system

（1）OBC 和LVDC 的輸出功率分別為POBC=5.6 kW 和PLVDC=1 kW。為了驗(yàn)證BUCK 電路的電壓輸出調(diào)節(jié)能力，固定LVDC 的輸出電壓是16 V 條件下，Bus 電壓380 V 和420 V 時(shí)，分別對(duì)應(yīng)OBC 輸出300 V 和480 V 工況進(jìn)行仿真。圖11 為三端口OBC在充電狀態(tài)時(shí)的仿真波形。結(jié)果顯示OBC 所有開(kāi)關(guān)均可實(shí)現(xiàn)ZVS 動(dòng)作，開(kāi)關(guān)頻率都在諧振頻率之上，480V 輸出時(shí)由于引入了延時(shí)控制，可以看到VCD的電壓有明顯的維持為零的狀態(tài)，該時(shí)段為電感儲(chǔ)能，實(shí)現(xiàn)高增益輸出。

圖11 POBC=5.6 kW，PLVDC=1 kW 時(shí)充電狀態(tài)仿真波形Fig.11 Simulation waveforms in charging mode when POBC=5.6 kW and PLVDC=1 kW

（2）OBC 和LVDC 功率分別是5.6 kW 和1 kW。同樣固定LVDC 為16 V，高壓電池側(cè)電壓300 V和480 V 時(shí)，分別對(duì)應(yīng)OBC 的Bus 側(cè)380 V 和420 V 的工況進(jìn)行了仿真。圖12 是三端口OBC 放電模式時(shí)的仿真波形。電池電壓為300 V 輸入時(shí)引入延時(shí)控制，以提高輸出增益。

圖12 POBC=5.6 kW，PLVDC=1 kW 時(shí)放電狀態(tài)仿真波形Fig.12 Simulation waveforms in discharging mode when POBC=5.6 kW and PLVDC=1 kW

圖13 為L(zhǎng)VDC 獨(dú)立工作時(shí)，10%負(fù)載條件下輸入分別是300 V 和480 V 時(shí)的仿真波形；圖14 為L(zhǎng)VDC 獨(dú)立工作時(shí)，100%負(fù)載條件下輸入分別是300 V 和480 V 時(shí)的仿真波形。為了達(dá)到考察其輸出電壓調(diào)節(jié)能力的目的，固定低壓輸出是16 V。由于采用移相全橋控制，原邊的諧振電感作為勵(lì)磁電感，并產(chǎn)生勵(lì)磁電流，保證了LVDC 輕載和滿(mǎn)載時(shí)都能實(shí)現(xiàn)ZVS 動(dòng)作。當(dāng)然，由于勵(lì)磁電流的存在，系統(tǒng)會(huì)存在一定的無(wú)功損耗，但可以通過(guò)提高開(kāi)關(guān)頻率來(lái)進(jìn)行調(diào)節(jié)，實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)可以進(jìn)行折中考慮。

圖13 PLVDC=0.3 kW 時(shí)LVDC 獨(dú)立工作波形Fig.13 Operation of LVDC in independent working mode when PLVDC=0.3 kW

圖14 PLVDC=3 kW 時(shí)LVDC 獨(dú)立工作波形Fig.14 Operation waveforms of LVDC in independent working mode when PLVDC=3 kW

5 結(jié)語(yǔ)

本文基于拓?fù)浣怦畹娜丝诩軜?gòu)進(jìn)行分析及設(shè)計(jì)。當(dāng)OBC 充、放電模態(tài)時(shí)，高壓輸出采用LC 串聯(lián)諧振加延時(shí)控制的方法，具有開(kāi)關(guān)ZVS 動(dòng)作、輸出效率高、電壓調(diào)節(jié)范圍寬等優(yōu)點(diǎn)；此時(shí)，低壓輸出LVDC 側(cè)采用不控整流加BUCK 調(diào)壓的方法實(shí)現(xiàn)與OBC 的解耦，提高了端口輸出控制的自由度。當(dāng)LVDC 獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，一方面為了為了避免原邊Bus電容過(guò)電壓的風(fēng)險(xiǎn)，提出原邊橋臂中點(diǎn)短路的控制策略；另一方面通過(guò)配置開(kāi)關(guān)頻率，將諧振電感等效為勵(lì)磁電感，同時(shí)結(jié)合移相控制來(lái)對(duì)LVDC 輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)ZVS 動(dòng)作，提高了變換效率。最后，通過(guò)對(duì)不同工況下的仿真分析驗(yàn)證了所述三端口控制方法的可行性