基于磁控電感低壓電網(wǎng)線電壓調(diào)節(jié)器的研究

張繼華，田 浩，陳忠華，王珂珂

（遼寧工程技術(shù)大學電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105）

線電壓調(diào)節(jié)器LVR（line voltage regulator）是通過大量串聯(lián)變壓器來向線路接入額外的控制電壓，這使得電路的電壓出現(xiàn)大幅度波動，電壓的傳輸效率和穩(wěn)定性受到影響，因此針對該問題的研究具有現(xiàn)實意義[1-2]。基于可再生能源的分布式發(fā)電是我國能源利用可持續(xù)發(fā)展戰(zhàn)略規(guī)劃和環(huán)境保護的重要組成部分，大力發(fā)展分布式能源的同時，關(guān)于如何提高電壓輸送效率和穩(wěn)定性是需要攻克的關(guān)鍵問題[3-7]。

關(guān)于電能傳輸線路中電壓調(diào)節(jié)器的研究，國內(nèi)外一些學者針對電壓功率補償以及對降低諧波失真等做了大量的研究工作，但對于電壓的無極調(diào)節(jié)及實現(xiàn)高魯棒性尚未達到理想的效果。文獻[8-10]研究了動態(tài)電壓調(diào)節(jié)器的方法及原理，通過補償電壓跌落相電壓及補償算法和控制方式來實現(xiàn)對電壓的動態(tài)補償；文獻[11-15]研究了電壓調(diào)節(jié)器對抑制電壓波動、消除諧波畸變的建模與控制方法以及新型的改進方法；文獻[16]研究了并聯(lián)型動態(tài)電壓調(diào)節(jié)器采用電壓型變流器和雙向直流變換器電路結(jié)構(gòu)，利用超級電容作為直流側(cè)的儲能單元接入電網(wǎng)中，提高了電壓的穩(wěn)定性。

基于分布式能源供電，為改變控制電壓，本文設(shè)計一種新型的低壓電網(wǎng)線電壓調(diào)節(jié)器，該器件采用磁控電感MCI（magnetically controlled inductor）元件，省去開關(guān)元件及其他運動部件的消耗，節(jié)約成本，也使得電壓在調(diào)節(jié)范圍內(nèi)可以自由調(diào)動，系統(tǒng)的穩(wěn)定性更高。并通過仿真及實驗測試，得出模擬樣機的性能、工作原理以及對電壓的影響，可以實現(xiàn)電壓的無極調(diào)節(jié)，且具有高魯棒性的特點，使得該器件可以用于低壓電網(wǎng)電路的調(diào)節(jié)。

1 模型結(jié)構(gòu)設(shè)置

LVR 提供相反的相位電壓以降低線路電壓，圖1 為饋線電壓對線電壓調(diào)節(jié)器的影響[17-18]。

圖1 LVR 工作原理Fig.1 Operating principle for LVR

基于目前的電網(wǎng)環(huán)境，低壓電網(wǎng)電壓調(diào)節(jié)器的主要目的是分布式能源電壓饋入時在通過饋送端升高的時候降低電壓有效值[19]。LVR 模型如圖2 所示。圖2（a）為該器件簡化的單相模型。如圖2 所示，電流經(jīng)過器件模型從饋線側(cè)到變電站，一次繞組和串聯(lián)變壓器的磁控電感構(gòu)成該控制電路，該電路的電壓表達式為

式中：VF為電流未進入電路之前的電流流入側(cè)與接地線之間電壓的差值；VP和VS分別為變壓器高壓側(cè)和低壓側(cè)電壓；VMCI為MCI 器件電壓；VG為電流流入電路后與接地線之間的電壓差值。

基于上述電壓方程的向量如圖2（b）所示，電壓根據(jù)MCI 的不同電感得出。從向量圖可以看出，MCI 的電感與電壓呈反比關(guān)系，電感L 減小，導致電壓VG上升。然而由于MCI 的電壓角變化與飽和效應(yīng)的關(guān)系，其電感的調(diào)整與饋線側(cè)的電壓VF不呈正比關(guān)系。

圖2 LVR 模型Fig.2 LVR model

1.1 磁控器件模型

LVR 器件的MCI 模型是由一個環(huán)形變壓器組成，匝數(shù)比N1/N2=1，鐵芯內(nèi)部有一個獨立的控制繞組，并垂直于主線圈。通過控制繞組流過的直流電使變壓器飽和。由于鐵芯飽和程度增加，主線圈電感隨之減小，所以主線圈的電感是通過改變控制電流的方式進行調(diào)節(jié)。圖3 為MCI 的模型及磁通方向。

圖3 MCI 模型建立Fig.3 Establishment of MCI model

1.2 電路模型

MCI 模型的三相電路與圖2（a）不同，原因是MCI 連接在相互連接的星形繞組中。其優(yōu)點是電壓VMCI被平均分配在2 個MCI 上，這種情況下可以使用一個更小的鐵芯，減少鐵損耗和材料成本，體現(xiàn)了開發(fā)價值。圖4 為簡化電路原理，串聯(lián)變壓器的匝數(shù)比為9.8。

圖4 簡化電路原理Fig.4 Schematic of simplified circuit

1.3 實驗平臺

為了驗證該理論的有效性和樣機的工作原理、性能及其對電壓的影響，在實驗室基礎(chǔ)上搭建了實驗平臺，如圖5 所示。

圖5 實驗平臺Fig.5 Experimental platform

2 LVR 硬件測試

基于電路原理，對LVR 進行建模。首先對串聯(lián)變壓器和MCI 進行一般的建模，這樣就可以通過不同的連接變量以及不同的參數(shù)規(guī)格來設(shè)置幾種工作模式?；谧儔浩鞯臉藴暑愋瓦M行建模分析，變壓器模型如圖6 所示。如圖6（a）所示，標準變壓器模型包括初級線圈和次級線圈、繞組電阻R1和、漏感X1和以及鐵芯電阻RC和主電感Xm。為了能夠得到部分元件的阻抗，分別進行了變壓器的短路和開路測試，其模型如圖6（b）和（c）所示。

圖6 變壓器模型Fig.6 Transformer model

在一般情況下，線電壓調(diào)節(jié)器以及變壓器都工作在線性條件下，因此，標準模型能夠代替實際樣品。但如果MCI 被設(shè)置在飽和條件下工作，且依賴于控制電流的改變，則假定的標準模型是不夠的?；贛CI 模型樣機，通過實驗數(shù)據(jù)分析表明，繞組電阻以及漏感都是線性的，與控制電流的變化沒有關(guān)系，所以MCI 的分支電路不能用無源元件來設(shè)計。因而建立了一種具有磁滯磁芯元件的磁路與電路連接，如圖7 所示。對于磁滯回路，基于Preisach模型使用Plecs 仿真，并由平滑函數(shù)表示?；诔C頑力HC、剩余磁力BR、飽和點的磁場強度Hsat、磁場密度，以及飽和磁導率μsat，生成一條磁滯曲線。圖7（b）為具有相關(guān)定義點的滯回曲線。磁路元件的主線圈和二次線圈的匝數(shù)為N1和N2，截面積為A，電路長度為L。

圖7 電路模型Fig.7 Circuit model

將MCI 模型與串聯(lián)變壓器模型連接，在設(shè)置所有參數(shù)之后，連接到三相電路，組成樣機模型，如圖4 所示。通過開路試驗和短路試驗確定MCI 以及串聯(lián)變壓器的參數(shù)，并測量一次繞組和二次繞組的電壓和電流。對于MCI 模型，由于只有磁性電感MCI DC 端的控制電流這一非線性因素，所以要用不同的控制電流來測試。

3 MCI 飽和效應(yīng)研究

對于MCI 的分支電路，必須要進行開路測量?；贛CI 的電流和電壓，確定H-B 滯回曲線的公式為

式中：H 為磁場強度；N 為匝數(shù)；l 為磁通路徑的平均長度；I1為一次繞組電流；B 為磁通密度；A 為截面面積；V2為次級繞組上的電壓。N、l、A 是固定的指定組件參數(shù)，在不同控制電流的情況下需開路測量I1和V2。

圖8 為不同控制電流選擇下的開路滯回曲線。由于控制電流的磁效應(yīng)影響，能夠產(chǎn)生額外的磁通，使得磁芯在主繞組中以較低的磁通密度飽和。隨著提高磁路的控制電流，磁滯曲線被壓縮，總電感減小。

圖8 開路滯回曲線Fig.8 Open-circuit hysteretic curve

圖8 中，電流由下至上依次為0、0.2、0.5 和0.8 A。基于HC和BR對應(yīng)的交叉點，確定了滯回曲線的定義點。又通過觀察曲線的斜率，確定了飽和點的Hsat和Bsat。飽和區(qū)的斜率與μsat相對應(yīng)，為了模擬不同情況下MCI 的工作性能，可以通過改變控制電流來改變磁場強度，產(chǎn)生不同的磁通密度，進而實現(xiàn)電壓的無極調(diào)節(jié)，通過曲線擬合來計算控制電流與磁通密度之間的關(guān)系。

4 仿真驗證測試

基于樣機的靜態(tài)特性，重點分析了該裝置的功能特性。饋線側(cè)相電壓固定在0.4 kA 之間，電網(wǎng)側(cè)連接2.8 Ω 的電力負載。模型輸入的這種設(shè)置會產(chǎn)生從饋線端到電網(wǎng)的電流，該電流取決于樣機的電壓變化，控制在80～95 A 之間。仿真及性能測試結(jié)果如圖9 所示。

圖9 仿真與測試結(jié)果Fig.9 Simulation and test result

圖9（a）為饋線電壓與電網(wǎng)側(cè)均方根電壓的變化，電壓的最大差量為19 V，電壓變化與控制不呈線性關(guān)系，所以在設(shè)計調(diào)節(jié)器時應(yīng)考慮到出現(xiàn)的電流的影響。圖9（b）為效率，由于MCI 電感降低，隨著控制電路中電流的增長，效率隨控制電流的增加而減小。最后2 個數(shù)據(jù)點是離群點，是由于測量期間饋線電壓的5 V 壓降引起的，最小效率約為98%。圖9（c）為饋線電壓與電網(wǎng)側(cè)電壓的夾角，當設(shè)備打開或關(guān)閉時，由于電壓相位之間的關(guān)系，這些電壓之間的電壓角會導致系統(tǒng)能量傳輸效率下降，電壓角的差值隨控制電流的升高而減小。圖9（d）為電網(wǎng)側(cè)電壓的總諧波失真，饋線側(cè)電壓有1%的諧波失真，所以樣機主要增加了控制電流0.10～0.65 A 之間的失真?？梢宰⒁獾剑诖嬖谳^高的控制電流時MCI 的飽和效應(yīng)會導致鐵心完全飽和。總之，即使在最壞的情況下，樣機模型仍然存在1.9%的失真。

圖9 中，將模擬樣機的性能與實測結(jié)果進行了比較，當控制電流大于0.3 A 時，模擬樣機中的電壓變化與測量值的差值約為2 V。仿真模型的效率比樣機的效率提高了1%以上，電壓偏角約為0.5°。一般情況下，總諧波失真在模擬和測量中會表現(xiàn)出相同的情況，建模樣機主要增加了控制電流在0.10～0.65 A 之間的失真。此外，總諧波失真值比測量值小1%，是因為模擬中的電網(wǎng)電壓是一個無失真的純正弦波。為了能夠更準確地表達該模型，對圖2 所示的控制電路的電壓和電流進行了仿真和實驗室測試。圖10 為控制電流0.3 A 的仿真結(jié)果。

由圖10 可得，不同的模擬和測量MCI 電壓VMCI之間的平均皮爾遜相關(guān)系數(shù)經(jīng)過計算為0.953，這意味著存在著高度的線性相關(guān)性。由于Preisach 模型不能與MCI 的滯回曲線完全擬合，因而會出現(xiàn)偏差。由于寄生電路的影響，測量電壓比模擬電壓平滑得多。串聯(lián)變壓器的一次電壓VP平均皮爾遜相關(guān)系數(shù)為0.973，而模擬VP的峰值平均比測量值高10%。仿真結(jié)果表明，模擬電壓變化大于實測電壓變化，這種偏差產(chǎn)生的原因是MCI 電壓的誤差和對寄生電路影響的疏忽?；谏鲜鱿嗤脑颍捎诳刂齐娐冯娏鱅C存在偏差，所以該電路的皮爾遜相關(guān)系數(shù)取0.935。仿真結(jié)果驗證了該仿真模型具備足夠的精度來表示原型的性能。

圖10 仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results

5 結(jié)語

基于現(xiàn)在分布式能源中控制電壓的問題，本文介紹了一種新型基于磁性電感元件的MCI，并根據(jù)該元件設(shè)計了三相工作電路，分析了其在靜態(tài)工作情況下的性能以及對電壓的影響。通過改變控制電流來改變MCI 磁場強度，進而產(chǎn)生不同的磁通密度，實現(xiàn)電壓的無極調(diào)節(jié)；通過相關(guān)皮爾遜系數(shù)的計算結(jié)果及仿真實驗來驗證其高度穩(wěn)定性，使得該器件可以用于低壓電網(wǎng)電路的調(diào)節(jié)。仿真驗證證明了其性能即電壓變化和效率達到了預期效果，具有電壓無極調(diào)節(jié)的功能和高魯棒性。然而其會對電壓質(zhì)量產(chǎn)生影響，即電壓夾角和諧波失真，為避免出現(xiàn)故障，在以后的設(shè)計中應(yīng)加以完善。