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    多路獨(dú)立輸出隔離直流電源的故障保護(hù)研究

    2021-10-10 02:02:52奕麗芳錢葉彤
    電源學(xué)報(bào) 2021年5期
    關(guān)鍵詞:勵(lì)磁電功率管過(guò)流

    奕麗芳,王 莉,黃 瑞,錢葉彤,余 彬

    (南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院,南京 210016)

    隨著工業(yè)電氣化的推動(dòng),多電飛機(jī)得到越來(lái)越多的關(guān)注,先進(jìn)多電飛機(jī)的穩(wěn)定運(yùn)行離不開大量的電子設(shè)備。近年來(lái),機(jī)載電子設(shè)備復(fù)雜度日益增加,當(dāng)多個(gè)負(fù)載密集分布時(shí),負(fù)載前端往往采用多路輸出電源以減少變換器數(shù)量,提高整機(jī)功率密度。隨著多電飛機(jī)等應(yīng)用場(chǎng)合的電氣化程度不斷提高,對(duì)多路輸出直流電源的需求越來(lái)越大。

    由于單路輸出電源發(fā)展迅速,在效率、功率密度與供電質(zhì)量上均具有很大優(yōu)勢(shì)。最初為了提供多路獨(dú)立的供電電壓,常采用多個(gè)獨(dú)立電源進(jìn)行組合[1-2],每個(gè)獨(dú)立電源對(duì)應(yīng)一路輸出電壓。這種情況下,每路輸出電壓都擁有較高的供電質(zhì)量,但存在電源數(shù)量多、體積大和成本高等問(wèn)題,不符合多電飛機(jī)發(fā)展的初衷。堆疊式多路輸出電源,如堆疊式反激電路[3-4],通過(guò)在原邊設(shè)置m+1 個(gè)功率管與m 個(gè)變壓器,實(shí)現(xiàn)m 路獨(dú)立輸出,相對(duì)多個(gè)獨(dú)立電源組合的方法,堆疊式多路輸出電源可以減少功率管的數(shù)量,但仍存在體積大和成本高的問(wèn)題,且控制較為復(fù)雜。

    目前發(fā)展的多路輸出電源往往通過(guò)在變壓器副邊設(shè)置多個(gè)繞組的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)多路電壓輸出[5-8]。然而采用多變壓器副邊繞組的多路輸出電源一般只能對(duì)主路輸出電壓進(jìn)行閉環(huán)控制,輔路輸出往往存在供電精度低等問(wèn)題。為了提高輔路供電質(zhì)量,學(xué)者們提出了采用耦合電感[9]、加權(quán)反饋控制[10]、采用同步開關(guān)的后置調(diào)節(jié)[11]等方法,但電路結(jié)構(gòu)與控制策略更加復(fù)雜。此外,隨著輸出路數(shù)的增加,電源的效率和功率密度明顯下降[12],以致輸出通道一般控制在3 路以內(nèi)。因此,變壓器副邊多繞組結(jié)構(gòu)的多路輸出電源,在要求輸出路數(shù)較多且對(duì)每路供電質(zhì)量要求都較高的應(yīng)用場(chǎng)合面臨嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。

    電源持續(xù)可靠的供電能力對(duì)電子設(shè)備的正常運(yùn)行有很重要的意義。本文針對(duì)負(fù)載端的過(guò)載故障與輸入端的掉電故障,對(duì)提高多路輸出電源供電可靠性進(jìn)行研究。電源需要可靠應(yīng)對(duì)負(fù)載端的特殊工作狀態(tài),當(dāng)負(fù)載發(fā)生過(guò)載故障時(shí),電源內(nèi)部功率器件會(huì)受到較大的電流應(yīng)力,長(zhǎng)時(shí)間工作在故障狀態(tài)下容易引起電源的損壞。對(duì)于變壓器副邊多繞組結(jié)構(gòu)的多路輸出電源,若其中一路輸出負(fù)載發(fā)生了短路故障,將會(huì)導(dǎo)致同一變壓器上的其他各路副邊繞組對(duì)應(yīng)的輸出均不正常,影響多個(gè)負(fù)載設(shè)備的運(yùn)行[13]。為了提高多路輸出電源的供電可靠性,需要研究合適的過(guò)載保護(hù)方法,實(shí)現(xiàn)各路獨(dú)立的故障保護(hù)。此外,若電源輸入端發(fā)生短暫掉電故障,需要電源具有較長(zhǎng)的掉電保持時(shí)間(hold-up time),使電源輸出能夠躲過(guò)短暫的掉電,維持負(fù)載的正常工作。雖然通過(guò)電路拓?fù)涞膬?yōu)化[14-15]或控制策略的組合[16]可以拓寬電路的增益范圍,但往往會(huì)影響額定工作下的效率。

    本文研究一種新型的多路輸出電源,在半橋LLC 諧振電路后端串接多路獨(dú)立的功率開關(guān)電路。通過(guò)控制后級(jí)多路功率管的通斷狀態(tài),實(shí)現(xiàn)多路獨(dú)立輸出。同時(shí)為每路輸出設(shè)計(jì)獨(dú)立的過(guò)載保護(hù)電路,對(duì)每路輸出電流進(jìn)行監(jiān)控。任一路發(fā)生過(guò)載故障時(shí),控制對(duì)應(yīng)的后級(jí)功率管關(guān)斷,切除故障負(fù)載,且不影響其他各路的正常工作,即每路輸出的通斷控制與過(guò)載故障保護(hù)均獨(dú)立。此外,研究勵(lì)磁電感可變的變壓器并應(yīng)運(yùn)用于LLC 諧振電路中,通過(guò)變電感控制有效延長(zhǎng)電源的掉電保持時(shí)間。最后,通過(guò)搭建一臺(tái)28 V 輸入、5 路15 V/1 A 輸出的多路輸出電源進(jìn)行實(shí)驗(yàn),驗(yàn)證了該多路輸出電源及其故障保護(hù)功能的有效性。

    1 拓?fù)浼皠?dòng)作原理

    1.1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    圖1 為本文提出的多路輸出電源原理拓?fù)?,主功率電路從功能上可以分為前后兩?jí),前級(jí)采用半橋LLC 諧振電路,Q1與Q2為橋臂開關(guān)管,D1與D2為副邊整流二極管,Cr為諧振電容,Lr為諧振電感,Lm為勵(lì)磁電感,三者共同構(gòu)成諧振回路,T 為中心抽頭式變壓器,原副邊變比為nT∶1 ∶1,Lm和Lr可集成在變壓器中,分別由變壓器的勵(lì)磁電感與漏感提供,Co為L(zhǎng)LC 電路的輸出濾波電容。后級(jí)為多路功率管開關(guān)電路,S1~Sn分別為后級(jí)每路輸出對(duì)應(yīng)的功率管,實(shí)現(xiàn)多路輸出的獨(dú)立控制,DS1~DSn分別為各路續(xù)流二極管,電阻Rload1~Rload5代表5 路獨(dú)立負(fù)載,每路開關(guān)電路后端連接一路獨(dú)立的負(fù)載。

    圖1 多路輸出電源原理Fig.1 Schematic of multi-output power supply

    前級(jí)半橋LLC 諧振電路實(shí)現(xiàn)電壓的隔離轉(zhuǎn)換,功率管Q1與Q2工作在高頻開關(guān)模式,在一定死區(qū)時(shí)間下互補(bǔ)導(dǎo)通,通過(guò)對(duì)前級(jí)輸出電壓的采樣與PI閉環(huán)調(diào)節(jié),使電路在PFM 控制下實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電壓Vo。后級(jí)多路功率管開關(guān)電路連接LLC 諧振電路的輸出與多路負(fù)載,通過(guò)對(duì)功率管S1~Sn的開關(guān)控制,可以實(shí)現(xiàn)多路輸出的通斷控制。后級(jí)每路功率管開關(guān)電路具有獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電路,在需要接通某路負(fù)載或?qū)崿F(xiàn)該路輸出時(shí),控制對(duì)應(yīng)的功率管開通并持續(xù)工作在導(dǎo)通狀態(tài);需要切斷某路負(fù)載或切斷該路輸出時(shí),控制對(duì)應(yīng)的功率管關(guān)斷。功率管S1~Sn的控制信號(hào)可由外部上位機(jī)提供,通過(guò)通訊電路與微機(jī)處理作用到功率管的驅(qū)動(dòng)電路,n 路輸出控制相互獨(dú)立。

    1.2 后級(jí)驅(qū)動(dòng)電路原理

    后級(jí)各路功率開關(guān)電路根據(jù)實(shí)際負(fù)載需求進(jìn)行獨(dú)立通斷控制,考慮到實(shí)際負(fù)載可能為容性負(fù)載或感性負(fù)載,為了防止功率管開關(guān)過(guò)程中受到過(guò)大的電流或電壓應(yīng)力,功率管的開關(guān)速度不能過(guò)快。本文采用基于反饋電容的控制方式實(shí)現(xiàn)對(duì)后級(jí)多路功率管的驅(qū)動(dòng)。驅(qū)動(dòng)電路如圖2 所示,由圖騰柱電路與RC 反饋電路構(gòu)成。開關(guān)管S1的柵、漏極之間并聯(lián)反饋電容Cf,將負(fù)載電壓的變化反饋到驅(qū)動(dòng)電路,實(shí)現(xiàn)負(fù)載電壓的線性變化。圖騰柱上管T2為PNP 型三極管,下管T1為NPN 型三極管,T2和T1之間串聯(lián)電阻Rup和Rdown,分別控制開關(guān)管S1的開通與關(guān)斷速度。

    圖2 基于反饋電容的功率管驅(qū)動(dòng)電路Fig.2 Drive circuit of power tube based on feedback capacitor

    由于各路工作原理一致,僅以第1 路輸出為例對(duì)電源的工作原理進(jìn)行分析。在工作過(guò)程中,LLC諧振電路原邊功率管Q1和Q2在變頻控制下實(shí)現(xiàn)輸出電壓Vo的穩(wěn)壓輸出,而多路輸出的通斷則由后級(jí)功率管進(jìn)行控制。在純阻性負(fù)載下,電源第1路輸出的開通與關(guān)斷工作時(shí)序如圖3 所示。

    圖3 多路輸出電源純阻性負(fù)載下通斷工作時(shí)序Fig.3 Turn-on and turn-off time sequences of multioutput power supply under resistive load

    t0~t1:開關(guān)指令CMD1 為低電平,開關(guān)T2導(dǎo)通、T1關(guān)斷。P 型功率管S1柵源電壓vGS_S1為0,S1處于關(guān)斷狀態(tài),功率管S1的漏源極承受反向電壓-Vo。

    t1~t2:開關(guān)指令CMD1 在t1時(shí)刻由低電平跳變?yōu)楦唠娖?,此時(shí)控制開關(guān)T1導(dǎo)通、T2斷開。功率管S1柵源電壓vGS_S1開始下降,該階段功率管S1保持關(guān)斷狀態(tài),對(duì)應(yīng)輸出電壓Vo仍保持為0。

    t2~t3:柵源電壓vGS_S1從0 下降至米勒電壓Vplat,功率管漏源極電壓vDS_S1開始從-Vo上升,米勒電容放電,該過(guò)程中,驅(qū)動(dòng)電壓近似保持不變,柵極電位為Vo+Vplat,則流過(guò)Rg的電流ig保持不變,即

    由于Cgs與Cgd容值遠(yuǎn)小于Cf,故可近似認(rèn)為流經(jīng)Cf的電流if=ig,其回路方程為

    根據(jù)式(2)可知,負(fù)載電壓vo1的變化率與反饋電容Cf的電壓vCf變化率相等,由

    可得

    根據(jù)以上分析,在引入反饋電容后,功率管開通過(guò)程中,負(fù)載電壓線性上升,其上升速度與反饋電容Cf、圖騰柱電阻Rdown和驅(qū)動(dòng)電阻Rg有關(guān),在t3時(shí)刻vo1上升至最大值。

    t3~t4:在t3時(shí)刻,功率管漏源極電壓vDS_S1上升至0,功率管柵源極電壓vGS_S1退出米勒平臺(tái)狀態(tài)繼續(xù)下降,功率管完全導(dǎo)通。

    功率管的關(guān)斷時(shí)序分析與開通過(guò)程類似,在此不再贅述。從圖3 可以看出,多路輸出電源每路負(fù)載的通斷由該路功率管直接控制。當(dāng)負(fù)載為容性時(shí),功率管的緩慢開通能實(shí)現(xiàn)負(fù)載的軟啟動(dòng),有效減小負(fù)載電流尖峰;當(dāng)負(fù)載為感性時(shí),開關(guān)管的緩慢關(guān)斷能有效減小功率管的電壓應(yīng)力,開關(guān)管關(guān)斷后,負(fù)載電流將由續(xù)流二極管DS1進(jìn)行續(xù)流。

    2 多路輸出獨(dú)立過(guò)載保護(hù)

    為提高各路輸出供電的可靠性,本文基于后級(jí)多路功率管開關(guān)電路,設(shè)計(jì)獨(dú)立的過(guò)載保護(hù)電路,包括過(guò)流保護(hù)與短路保護(hù)。以第1 路為例對(duì)過(guò)載保護(hù)原理進(jìn)行分析。多路輸出電源過(guò)載保護(hù)原理示意如圖4 所示,主要由檢測(cè)電流電阻Rsense1、電流檢測(cè)電路、過(guò)流比較器U1、短路比較器U2和過(guò)流延時(shí)運(yùn)放U3構(gòu)成。

    圖4 多路輸出電源過(guò)載保護(hù)原理示意Fig.4 Schematic of overload protection of multi-output power supply

    圖4 的過(guò)載保護(hù)電路可通過(guò)對(duì)故障電流的檢測(cè),實(shí)現(xiàn)故障類型的判斷。正常工作時(shí),電流檢測(cè)值LCS 小于過(guò)流參考值IRef1和短路參考值IRef2,U1輸出低電平,U2與U3輸出高電平。

    本文設(shè)計(jì)定時(shí)限過(guò)流保護(hù),發(fā)生過(guò)流故障時(shí),負(fù)載電流檢測(cè)值LCS 大于過(guò)流參考值IRef1,比較器U1輸出高電平,使電容Cl通過(guò)電阻Rl進(jìn)行放電,積分器U3的輸出Vover1下降,在一定時(shí)間后,當(dāng)Vover1小于設(shè)定值Vt時(shí),作用于開關(guān)控制電路,使功率管以正常通斷速度進(jìn)行關(guān)斷。過(guò)流保護(hù)延時(shí)時(shí)間tds與電容Cl、電阻Rl和參考電壓VRef3有關(guān),表示為

    式中,Vcc為運(yùn)放與比較器的供電電壓。

    當(dāng)發(fā)生短路故障時(shí),負(fù)載電流檢測(cè)值LCS 大于短路參考值IRef2,比較器U2的輸出Vshort1變?yōu)榈碗娖?,直接作用到功率管柵極,使功率管迅速被關(guān)斷。同時(shí),Vshort1也作用到圖騰柱前端開關(guān)控制電路,關(guān)斷驅(qū)動(dòng)信號(hào)。由于短路參考值IRef2大于過(guò)流參考值IRef1,發(fā)生短路故障時(shí),過(guò)流保護(hù)電路也會(huì)開始工作,但由于短路保護(hù)時(shí)間遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于過(guò)流保護(hù)延時(shí)時(shí)間,在功率管關(guān)斷后,過(guò)流保護(hù)積分器U3的輸出Vover1僅發(fā)生很小變化,不會(huì)觸發(fā)過(guò)流保護(hù),故過(guò)流保護(hù)與短路保護(hù)的動(dòng)作信號(hào)可視為相互獨(dú)立。

    以上過(guò)載保護(hù)均通過(guò)模擬電路實(shí)現(xiàn),為進(jìn)一步提高故障保護(hù)的可靠性,以跳閘信號(hào)作為是否發(fā)生過(guò)載故障的標(biāo)志。當(dāng)發(fā)生過(guò)載故障時(shí),跳閘信號(hào)上傳,使DSP 給出故障電路的關(guān)斷指令,從控制回路上確保功率管在故障切除前保持關(guān)斷。

    3 基于可變電感的掉電保護(hù)

    當(dāng)輸入發(fā)生掉電故障時(shí),輸入電壓將以一定速率下降,而在輸出電壓下降過(guò)程中,電路通過(guò)增大電壓增益使輸出電壓保持穩(wěn)定,當(dāng)輸入電壓下降至臨界值Vin_d時(shí),電壓增益上升到最大值Gmax,此后輸出電壓將無(wú)法保持穩(wěn)定。

    對(duì)于半橋LLC 諧振電路,電路的最大增益與輸入電壓臨界值的關(guān)系為

    傳統(tǒng)的LLC 諧振電路通過(guò)變頻控制實(shí)現(xiàn)電路增益的變化。為實(shí)現(xiàn)較大的增益,需要選用較小值的Lm,但Lm越小,勵(lì)磁電流iLm與諧振電流iLr的幅值越大,功率管的導(dǎo)通損耗與關(guān)斷損耗越大,電路額定狀態(tài)下的效率會(huì)明顯降低。為了保證電路在正常工作時(shí)擁有較高的效率,同時(shí)在掉電故障時(shí)具有較大的電壓增益,設(shè)計(jì)了勵(lì)磁電感可變的變壓器應(yīng)用于LLC 諧振電路。正常工作時(shí),勵(lì)磁電感為較大值,使電路具有較大的額定效率;輸入發(fā)生掉電故障時(shí),減小勵(lì)磁電感,使電路最大增益增大,從而延長(zhǎng)掉電保持時(shí)間。

    勵(lì)磁電感可變的變壓器結(jié)構(gòu)如圖5 所示,該變壓器由4 個(gè)繞組與EE 型磁芯實(shí)現(xiàn),其中原邊繞組與副邊繞組繞制在中心磁柱上,輔助繞組A 與輔助繞組B 互相串聯(lián)連接,其直流偏置電流Ibias與匝數(shù)均相等,按照相同方向分別繞制在左、右磁柱上。

    圖5 勵(lì)磁電感可變的變壓器結(jié)構(gòu)Fig.5 Transformer structure with variable magnetizing inductance

    磁芯中心磁柱中間留一定氣隙,兩邊磁柱不留氣隙。由于磁芯結(jié)構(gòu)左右完全對(duì)稱,可以得到磁芯的等效磁路如圖6 所示。中心磁柱上的磁阻RC、外圍磁柱上磁阻RA和RB以及氣隙處的磁阻Rg可分別表示為

    圖6 可變電感等效磁路Fig.6 Equivalent magnetic circuit of variable inductance

    式中:μ0為空氣磁導(dǎo)率;μrC為中心磁路相對(duì)磁導(dǎo)率;μrA和μrB為外圍磁路相對(duì)磁導(dǎo)率;AC為中心磁路截面積;AA和AB為外圍磁路截面積;lx為對(duì)應(yīng)磁路長(zhǎng)度。

    若變壓器原邊繞組匝數(shù)為Np,則磁芯的等效磁阻Req與原邊勵(lì)磁電感Lm可分別表示為

    由式(12)可知,勵(lì)磁電感Lm與原邊繞組匝數(shù)和磁芯各部分的磁阻有關(guān)。當(dāng)變壓器尺寸結(jié)構(gòu)確定時(shí),若修改磁路中的部分磁阻,便可改變勵(lì)磁電感的感值。

    變壓器的磁化曲線如圖7 所示。隨著輔助直流偏置電流的增大,外圍磁路磁場(chǎng)強(qiáng)度增大,當(dāng)偏置電流較小時(shí),磁化曲線仍在線性區(qū),外圍磁路的磁導(dǎo)率保持不變;當(dāng)偏置電流增大至磁化曲線進(jìn)入非線性區(qū)后,外圍磁路的磁導(dǎo)率將隨著磁場(chǎng)強(qiáng)度的增大而減小,由式(8)與式(12)可知,外圍磁路的磁阻將增大,因而變壓器勵(lì)磁電感將減小。

    圖7 變壓器磁芯磁化曲線Fig.7 Magnetization curve of transformer core

    設(shè)計(jì)提供輔助直流偏置電流的輔助電路如圖8 所示。在變壓器磁芯中心磁柱上添加輔助繞組Naux為輔助電路進(jìn)行供電,通過(guò)控制輔助功率管Qa的通斷,可以控制輔助直流偏置電流是否流入輔助繞組。正常工作時(shí),功率管Qa保持關(guān)斷,輔助繞組不影響電路工作,電路工作方式與傳統(tǒng)PFM 控制的LLC 諧振電路一致;若輸入端發(fā)生掉電故障,控制功率管Qa開通并工作在導(dǎo)通模式,直流偏置電流流經(jīng)變壓器輔助繞組,使勵(lì)磁電感Lm減小,延長(zhǎng)電路掉電保持時(shí)間。

    圖8 帶有直流偏置輔助電路的LLC 諧振電路Fig.8 LLC resonant circuit with DC bias auxiliary circuit

    4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    根據(jù)以上分析,設(shè)計(jì)輸入電壓為28 V,輸出為5 路15 V/1 A 的直流電源。前級(jí)LLC 電路的諧振頻率為120 kHz,變壓器原、副邊匝比為3∶3,諧振腔參數(shù)Lm=9.22 μH、Lr=1.31 μH、Cr=1.36 μH,原邊功率管型號(hào)為IRFP4368PbF,整流二極管型號(hào)為STPS30170CW,后級(jí)多路功率管型號(hào)為IRF9383MP bF。搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)平臺(tái)如圖9 所示。

    圖9 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證平臺(tái)Fig.9 Experimental platform for verification

    4.1 輸出通斷測(cè)試

    后級(jí)多路功率管開關(guān)電路的驅(qū)動(dòng)參數(shù)為:Cf=25 nF,Rdown=10 kΩ,Rg=51 Ω,Rf=200 Ω,Rup=3 kΩ,理論負(fù)載開通時(shí)間為350 μs,關(guān)斷時(shí)間為381 μs。圖10 與圖11 分別給出了后級(jí)第1 路功率管在額定純阻性負(fù)載下的開通與關(guān)斷波形,其中,vGS_S1與vDS_S1分別為功率管S1的柵源極電壓與漏源極電壓,vo為前級(jí)LLC 諧振電路的輸出電壓,is_S1為流入功率管S1源極的電流。

    圖10 多路輸出電源額定阻性負(fù)載開通波形Fig.10 Turn-on waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

    圖11 多路輸出電源額定阻性負(fù)載關(guān)斷波形Fig.11 Turn-off waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

    功率管電壓、電流變化規(guī)律符合理論分析,負(fù)載開通時(shí)間為350 μs,關(guān)斷時(shí)間為400 μs,在一定誤差范圍內(nèi)與理論值保持一致。

    4.2 過(guò)載保護(hù)測(cè)試

    設(shè)計(jì)當(dāng)每路負(fù)載電流大于1.2 A 時(shí),判斷發(fā)生過(guò)流故障,取Cl=4.7 μF,Rl=39 kΩ,過(guò)流保護(hù)延時(shí)理論值為226 ms。當(dāng)負(fù)載電流大于10 A 時(shí),判斷為短路故障。圖12 給出了后級(jí)第1 路功率管在負(fù)載發(fā)生過(guò)流故障時(shí)的過(guò)載保護(hù)波形。當(dāng)負(fù)載端發(fā)生過(guò)流故障時(shí),功率管S1的源極電流is_S1從1.0 A 突變?yōu)?.2 A,此時(shí)功率管仍然保持開通,在220 ms 延時(shí)后,功率管關(guān)斷,電壓、電流波形變化規(guī)律與正常關(guān)斷時(shí)一致。

    圖12 多路輸出電源1.2 倍過(guò)載保護(hù)波形Fig.12 1.2 times overload protection waveforms of multi-output power supply

    圖13 給出了后級(jí)第1 路功率管在負(fù)載正常運(yùn)行過(guò)程中突然發(fā)生短路故障時(shí)的短路保護(hù)波形。短路故障發(fā)生時(shí),負(fù)載電流從額定1 A 迅速上升,經(jīng)過(guò)模擬器件一定延時(shí)后,功率管柵源極電壓vGS_S1迅速變至0,功率管在4 μs 左右內(nèi)完成關(guān)斷,短路電流峰值為35 A,在短路電流上升過(guò)程中,前級(jí)輸出電壓會(huì)出現(xiàn)1 V 左右的波動(dòng)。

    圖13 多路輸出電源短路保護(hù)波形Fig.13 Short-circuit protection waveforms of multioutput power supply

    4.3 掉電保持時(shí)間測(cè)試

    發(fā)生輸入掉電故障時(shí),向輔助繞組通入0.23 A的直流偏置電流,可使變壓器勵(lì)磁電感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH。當(dāng)LLC 諧振電路穩(wěn)定工作在額定條件下時(shí),即輸入電壓為28 V,負(fù)載為滿載5 A,人為設(shè)置輸入端發(fā)生掉電故障,由于是人為手動(dòng)操作,輸入電壓沒有實(shí)現(xiàn)線性下降,在初始時(shí)輸入電壓下降速率約為-70 V/s,然后下降速率加快,可以通過(guò)對(duì)比掉電保持結(jié)束時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入電壓大小,比較掉電保持能力。圖14 為不對(duì)變壓器勵(lì)磁電感進(jìn)行控制時(shí)對(duì)應(yīng)的掉電保持時(shí)間測(cè)試波形,其中vin為輸入電壓,vo為輸出電壓,iLr為諧振腔電流。當(dāng)輸入電壓下降至25 V 左右時(shí),LLC 諧振電路無(wú)法再進(jìn)行穩(wěn)壓控制,對(duì)應(yīng)的掉電保持時(shí)間為46 ms。

    圖14 滿載掉電保持時(shí)間測(cè)試(Lm 固定時(shí))Fig.14 Hold-up time test under full load(with fixed Lm)

    圖15 為對(duì)變壓器勵(lì)磁電感進(jìn)行控制時(shí)對(duì)應(yīng)的掉電保持時(shí)間測(cè)試波形。當(dāng)輸入電壓下降到25 V附近時(shí),直流偏置輔助電路工作,此時(shí)使變壓器勵(lì)磁電感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH 附近,LLC 諧振電路的電壓增益增大,直到輸入電壓下降到18 V 附近時(shí),掉電保持過(guò)程結(jié)束,掉電保持時(shí)間增長(zhǎng)為116 ms。從圖中可以看到,輸入電壓的下降速度加快,若輸入電壓保持初始下降速度,掉電保持時(shí)間會(huì)更長(zhǎng)。實(shí)驗(yàn)對(duì)比驗(yàn)證了變電感控制可以延長(zhǎng)電路掉電保持時(shí)間,在勵(lì)磁電感變化的瞬間,輸出電壓會(huì)出現(xiàn)3 V 左右的電壓尖峰,且諧振電流幅值瞬間變大。

    圖15 滿載掉電保持時(shí)間測(cè)試(Lm 變化時(shí))Fig.15 Hold-up time test under full load(with variable Lm)

    5 結(jié)語(yǔ)

    本文提出了一種新型的多路輸出隔離直流電源,將前級(jí)LLC 諧振電路與后級(jí)多路功率開關(guān)電路結(jié)合,通過(guò)對(duì)后級(jí)功率開關(guān)電路的控制,實(shí)現(xiàn)多路獨(dú)立輸出。設(shè)計(jì)了勵(lì)磁電感可變的變壓器并應(yīng)用于前級(jí)LLC 諧振電路,有效延長(zhǎng)了電源掉電保持時(shí)間,并為后級(jí)每路輸出設(shè)計(jì)獨(dú)立的過(guò)載保護(hù)電路,有效提高了多路輸出電源工作的可靠性。本文設(shè)計(jì)的多路輸出電源具有易實(shí)現(xiàn)輸出通道擴(kuò)展,控制策略簡(jiǎn)單,各路輸出供電質(zhì)量一致,供電可靠性高等優(yōu)點(diǎn),具有較大的應(yīng)用價(jià)值。

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