軌道交通牽引四象限變流器三電平SiC/Si混合型拓?fù)鋼p耗分析

羅 章，郭希錚，焦 健

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，北京 100044）

在軌道交通電力牽引系統(tǒng)中，計(jì)算列車(chē)牽引四象限變流器功率器件的損耗，對(duì)其功率器件的選型、壽命評(píng)估以及變流器的散熱設(shè)計(jì)等具有重要意義[1]。隨著寬禁帶半導(dǎo)體器件的發(fā)展，碳化硅SiC（silicon carbide）器件因其高頻、高功率密度和低開(kāi)關(guān)損耗的優(yōu)點(diǎn)非常適用于大功率軌道交通電力電子變換器場(chǎng)合[3]，然而其造價(jià)遠(yuǎn)高于相同功率等級(jí)的Si 器件。為了使三電平電路同時(shí)滿足高效率、低成本，諸多學(xué)者提出了SiC/Si 混合型拓?fù)?。文獻(xiàn)[4]提出了T 型中點(diǎn)箝位TNPC（T-type neutral point clamped）型三電平SiC/Si 混合型拓?fù)洌ǚQ作TNPC-H1），其橋臂的功率器件（豎管）采用SiC MOSFET，有效降低了外管上的開(kāi)關(guān)損耗，從而提升了變換器效率；文獻(xiàn)[5]提出了有源中點(diǎn)箝位ANPC（active neutral point clamped）型三電平SiC/Si 混合型拓?fù)洌ǚQ作ANPC-H1），其橋臂2 個(gè)內(nèi)管采用SiC MOSFET 并使其工作在載波頻率，而其他Si IGBT 工作在基波頻率，使得變換器的開(kāi)關(guān)損耗大大降低，且成本也得到控制；與文獻(xiàn)[5]相反，文獻(xiàn)[6]提出了另一種ANPC 型SiC/Si混合型拓?fù)洌ǚQ作ANPC-H2），其橋臂2 個(gè)外管以及箝位管采用SiC MOSFET 并使其工作在載波頻率，而內(nèi)管Si IGBT 工作在基波頻率，旨在建立一個(gè)高功率密度、高效率的MW 級(jí)中壓飛行器推進(jìn)系統(tǒng)，而未考慮其成本要求；文獻(xiàn)[7]同樣提出了一種ANPC的SiC/Si 混合型拓?fù)洌ǚQ作ANPC-H3），其橋臂僅2 個(gè)外管采用SiC MOSFET 并使其與箝位管工作在載波頻率，但其“0”電平狀態(tài)開(kāi)通了2 條路徑以減少導(dǎo)通損耗；Feng Zhijian 等[8-9]對(duì)文獻(xiàn)[5-7]中的3 種方案在小功率場(chǎng)合下進(jìn)行了損耗、成本以及效率的分析對(duì)比，指出文獻(xiàn)[5]的方案在損耗、效率上更優(yōu)。

總之，目前國(guó)內(nèi)外對(duì)于三電平SiC/Si 混合型拓?fù)涞难芯恐饕性贏NPC，綜合損耗、成本、效率因素，ANPC-H1 方案被認(rèn)為是最優(yōu)的。但軌道交通牽引系統(tǒng)應(yīng)用場(chǎng)合功率較大（MW 級(jí)別），開(kāi)關(guān)頻率較低（250～550 Hz），使得功率器件導(dǎo)通損耗所占總損耗的比例較大，因此考慮損耗、效率、成本因素，上述各三電平SiC/Si 混合型拓?fù)鋺?yīng)用于軌道交通牽引變流器場(chǎng)合孰優(yōu)孰劣還有待研究。

本文提出另一種TNPC 三電平SiC/Si 混合型拓?fù)洌ǚQ作TNPC-H2），該拓?fù)鋺?yīng)用于大功率軌道交通牽引四象限變流器場(chǎng)合時(shí)能有效降低功率器件損耗。以HXD2 型電力機(jī)車(chē)相關(guān)參數(shù)為計(jì)算工況，采用解析法計(jì)算了TNPC-H1、TNPC-H2、ANPC-H1的損耗并加以分析對(duì)比。理論分析表明：相比TNPC-H1、ANPC-H1，所提TNPC-H2 方案在低開(kāi)關(guān)頻率下具有一定優(yōu)勢(shì)；隨著開(kāi)關(guān)頻率升高，ANPCH1 在損耗和效率方面均優(yōu)于TNPC-H1、TNPC-H2。

1 三電平SiC/Si 混合型拓?fù)?/h2>

1.1 TNPC 三電平SiC/Si 混合型拓?fù)?/h3>

4 種三電平SiC/Si 混合型拓?fù)銽NPC-H1、ANPC-H1、ANPC-H2、ANPC-H3 如圖1 所示。與TNPCH1 正好相反，本文提出的TNPC SiC/Si 混合型拓?fù)銽NPC-H2，其豎管采用Si IGBT，而橫管采用SiC MOSFET。其單相拓?fù)浜蛯?dǎo)通器件與電壓電流的關(guān)系如圖2 所示。

圖1 三電平SiC/Si 混合型拓?fù)銯ig.1 Three-level SiC/Si hybrid topologies

圖2 TNPC-H2 拓?fù)浜蛯?dǎo)通器件與電壓、電流的關(guān)系Fig.2 Topology of TNPC-H2,and the relationship among the on-state device,voltage and current

對(duì)于TNPC-H1 拓?fù)?，因豎管選型時(shí)在耐壓上比橫管要求更高，而更高壓的功率器件其開(kāi)關(guān)損耗會(huì)顯著增大，因此TNPC-H1 的豎管采用SiC MOSFET 能有效降低變換器的開(kāi)關(guān)損耗，但同時(shí)也需要考慮豎管的導(dǎo)通損耗。由于電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)會(huì)顯著降低Si IGBT 的正向?qū)▔航?，使得IGBT 的飽和壓降Vce_sat低于MOSFET 的導(dǎo)通壓降，因此Si IGBT 的導(dǎo)通損耗比MOSFET 低，特別是在高壓大電流的應(yīng)用場(chǎng)合[5，10]。對(duì)于大功率的軌道交通牽引四象限變流器應(yīng)用場(chǎng)合，功率器件導(dǎo)通損耗的占比將變得很大。因此TNPC-H1 應(yīng)用于牽引變流器時(shí)，一方面變流器開(kāi)關(guān)損耗在減小，另一方面導(dǎo)通損耗在增大，變流器總損耗是否減少不得而知。

TNPC 的開(kāi)關(guān)狀態(tài)如表1 所示，“P”狀態(tài)上橋臂導(dǎo)通輸出UDC/2（相對(duì)于中性點(diǎn)電位），“N”狀態(tài)下橋臂導(dǎo)通輸出-UDC/2，“O” 狀態(tài)中間橋臂導(dǎo)通輸出“0”電平。如圖2（b）所示，在一個(gè)基波周期內(nèi)，不管電流極性如何，TNPC 在電壓正半周為“P”和“O”的切換，在電壓負(fù)半周為“N”和“O”的切換，因而橫管始終在工作狀態(tài)，橫管的反并聯(lián)二極管相比豎管會(huì)有額外的反向恢復(fù)損耗，因此TNPC-H2 橫管采用SiC MOSFET,能顯著減少橫管的開(kāi)關(guān)損耗。另一方面，相比TNPC-H1，TNPC-H2 的橫管采用SiC MOSFET 的耐壓等級(jí)要低，導(dǎo)通電阻會(huì)顯著減少，因此其導(dǎo)通損耗也能得到一定控制。根據(jù)以上理論分析可以看出，在功率器件損耗方面TNPC-H2 比TNPC-H1 更適用于大功率的軌道交通牽引四象限變流器場(chǎng)合。

表1 TNPC 三電平開(kāi)關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switching states of three-level TNPC

1.2 ANPC 三電平SiC/Si 混合型拓?fù)?/h3>

相比NPC、TNPC 三電平拓?fù)?，ANPC 拓?fù)鋼碛懈嗟挠性垂β书_(kāi)關(guān)器件，因此其有更多的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，從而衍生出多種調(diào)制方式。ANPC-H1 已經(jīng)被Feng Zhijian 等證實(shí)在損耗、效率、成本方面均優(yōu)于ANPC-H2、ANPC-H3，是當(dāng)前非常高效的三電平SiC/Si 混合型拓?fù)?。ANPC-H1 的調(diào)制方式如表2 所示，其中輸出“0”電平的狀態(tài)“OL”僅與“P”狀態(tài)進(jìn)行切換，狀態(tài)“OU”僅與“N”狀態(tài)進(jìn)行切換。其橋臂內(nèi)管工作在載波頻率，橋臂外管和箝位管工作在基波頻率，因此變換器的開(kāi)關(guān)損耗全部集中在內(nèi)管上，這使其非常適合應(yīng)用在高頻場(chǎng)合。ANPC-H1 僅橋臂內(nèi)管使用SiC MOSFET，成本可觀且遠(yuǎn)低于ANPC 全SiC 拓?fù)洌ˋNPC-SiC）。

表2 ANPC-H1 開(kāi)關(guān)狀態(tài)Tab.2 Switching states of ANPC-H1

但需要注意的是，ANPC 三電平拓?fù)淦渖蠘虮叟c下橋臂有2 個(gè)開(kāi)關(guān)器件，在“P”、“N”狀態(tài)時(shí)2 個(gè)開(kāi)關(guān)器件會(huì)同時(shí)導(dǎo)通，如圖3 所示。與TNPC 相比，ANPC-H1 會(huì)有額外的開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通損耗，因此，ANPC-H1 與TNPC-H2 相比在導(dǎo)通損耗上是不具備優(yōu)勢(shì)的，特別是在大功率應(yīng)用場(chǎng)合。

圖3 ANPC-H1 與TNPC-H2 在“P”和“N”狀態(tài)下導(dǎo)通的器件Fig.3 On-state devices of ANPC-H1 and TNPC-H2 in the“P”and“N”states

2 功率損耗計(jì)算和對(duì)比

以表3 中HXD2 型電力機(jī)車(chē)牽引系統(tǒng)技術(shù)參數(shù)為例，在理論上對(duì)各SiC/Si 混合型拓?fù)涞膿p耗進(jìn)行計(jì)算。為了充分利用SiC 的高頻特性，將牽引變流器的開(kāi)關(guān)頻率由550 Hz 逐漸上升至1.0 kHz 和1.5 kHz，在不同的變流器開(kāi)關(guān)頻率、功率因數(shù)PF（power factor）和輸出功率（輸出電流）條件下對(duì)比各拓?fù)涞膿p耗和效率。

2.1 器件選型

根據(jù)表3 中的技術(shù)參數(shù)，對(duì)TNPC-H1、TNPC-H2、ANPC-H1 以及ANPC-SiC 的開(kāi)關(guān)器件選型如表4 所示。表中：Si IGBT 器件型號(hào)為Infineon 的FZ1200R 17HE4、FZ1200R33HE，其額定電流都為1 200 A，因此需要進(jìn)行兩并聯(lián)（2P）；SiC MOSFET 器件型號(hào)為HITACHI 的MSM900FS17ALT、MSL800FS33NLT，都采用內(nèi)部體二極管，其額定電流分別為900 A 和800 A，因此需要進(jìn)行三并聯(lián)（3P）。根據(jù)功率半導(dǎo)體器件的市場(chǎng)價(jià)格和表4 中各混合拓?fù)渌杵骷?shù)量，對(duì)各三電平SiC/Si 單相混合拓?fù)涞某杀具M(jìn)行了估算。由于3 300 V 的SiC MOSFET 價(jià)格非常昂貴，使得TNPC-H1 的成本遠(yuǎn)高于其他拓?fù)洌籄NPC-SiC 的成本次之，約為ANPC-H1 的2 倍；而TNPC-H2 的成本與ANPC-H1 的成本相近且最低。功率開(kāi)關(guān)器件損耗的理論計(jì)算需要量化所有器件的導(dǎo)通特性以及開(kāi)關(guān)特性,相關(guān)信息包含在器件Datasheet 中。

表3 HXD2 型電力機(jī)車(chē)牽引系統(tǒng)技術(shù)參數(shù)Tab.3 Technical parameters of HXD2 electric locomotive traction system

表4 三電平SiC/Si 混合型拓?fù)淦骷x型Tab.4 Device selection for three-level SiC/Si hybrid topologies

2.2 損耗模型

為了簡(jiǎn)化損耗模型，對(duì)功率器件Datasheet 中的數(shù)據(jù)采用了線性近似處理。用于損耗計(jì)算的積分公式在數(shù)學(xué)上需要滿足“開(kāi)關(guān)頻率fs→+∞”的條件，因此該方法計(jì)算的損耗是一個(gè)估測(cè)結(jié)果。

2.2.1 導(dǎo)通損耗模型

導(dǎo)通損耗首先需要考慮開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通壓降。從Si IGBT 的Datasheet 中可以提取與集電極電流Ic相關(guān)的IGBT 飽和電壓Vce和與正向電流IF相關(guān)的反并聯(lián)二極管的正向電壓VF。在電流較小時(shí)，曲線Vce-Ic、VF-IF的線性度不高，而在電流較大時(shí)，其線性度較好。因此，將Vce-Ic、VF-IF線性化近似處理為

式中：Vceo、VFO表示截距；Rce、RF表示斜率。

與導(dǎo)通狀態(tài)電流IDS相關(guān)的MOSFET 漏極-源極電壓VDS和源極-漏極電壓VSD也可以從SiC MOSFET 的Datasheet 中提取，SiC MOSFET 在一定溫度下的導(dǎo)通電阻幾乎恒定，因此將其線性處理為

式中，RDS_on、RSD_on為SiC MOSFET 導(dǎo)通時(shí)的電阻。

開(kāi)關(guān)器件典型測(cè)試條件（150 ℃）下的輸出特性曲線如圖4 所示。選擇表4 的功率器件Datasheet中典型驅(qū)動(dòng)電壓、驅(qū)動(dòng)電阻以及最?lèi)毫咏Y(jié)溫（150℃）工況下的輸出特性曲線如圖4（a）所示，可以看出：相比1 700 V 的SiC MOSFET，3 300 V 的SiC MOSFET 在相同電流下的導(dǎo)通壓降要大很多；而對(duì)于Si IGBT 而言，二者的導(dǎo)通壓降差別相對(duì)較小。在開(kāi)關(guān)器件的額定電流區(qū)內(nèi)，分別采用式（1）和式（2）線性擬合導(dǎo)通壓降與導(dǎo)通電流曲線，如圖4（b）所示。在正弦脈寬調(diào)制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）下，設(shè)器件在一個(gè)基波周期2π 內(nèi)開(kāi)關(guān)器件的工作時(shí)間段為ωt1～ωt2，那么積分運(yùn)算的導(dǎo)通損耗平均功率表達(dá)式為

圖4 開(kāi)關(guān)器件典型測(cè)試條件下輸出特性曲線（150 ℃）Fig.4 Output characteristic curves of switching devices under typical test conditions（150 ℃）

式中：U 為開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通壓降；I 為導(dǎo)通電流；D 為導(dǎo)通時(shí)間的占空比[2]，在“P”和“O”狀態(tài)下表示為

式中：m 為調(diào)制比；td為死區(qū)時(shí)間；Ts為開(kāi)關(guān)周期。

圖2（b）表明，在一個(gè)基波周期內(nèi)，TNPC-H2 的T1與T4、T2與T3的導(dǎo)通損耗相同。結(jié)合上述通損耗模型，可以推導(dǎo)出TNPC-H2 開(kāi)關(guān)器件的通態(tài)損耗。豎管T1/T4與D1/D4的導(dǎo)通損耗分別為

式中：Im為電流幅值；φ 為電流與電壓的相位差。則橫管T2/T3與D2/D3的導(dǎo)通損耗分別為

ANPC-H1 導(dǎo)通器件與電壓、電流的關(guān)系如圖5所示。

圖5 ANPC-H1 導(dǎo)通器件與電壓、電流的關(guān)系Fig.5 Relationship among the on-state device of ANPC-H1,voltage and current

圖5 表明，在一個(gè)基波周期內(nèi)，T1與T4、T2與T3、T5與T6的導(dǎo)通損耗相同。ANPC-H1 橋臂外管T1/T4與D1/D4的導(dǎo)通損耗分別為

橋臂內(nèi)管T2/T3與D2/D3的導(dǎo)通損耗分別為

箝位管T5/T6與D5/D6導(dǎo)通損耗的表達(dá)式分別為

根據(jù)以上積分表達(dá)式，可以計(jì)算得到開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通損耗的平均功率表達(dá)式。

2.2.2 開(kāi)關(guān)損耗模型

功率開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)通損耗Eon、關(guān)斷損耗Eoff、二極管反向恢復(fù)損耗Err與器件開(kāi)關(guān)時(shí)流過(guò)的電流相關(guān)，其也可以從Datasheet 中獲取。第2.1 節(jié)中所挑選開(kāi)關(guān)器件的Eon、Eoff、Err與開(kāi)關(guān)時(shí)流過(guò)的電流關(guān)系如圖6 中虛線所示，同樣選擇了典型驅(qū)動(dòng)電壓、驅(qū)動(dòng)電阻以及150 ℃條件下的數(shù)據(jù)。為了簡(jiǎn)化開(kāi)關(guān)損耗模型，將Eon、Eoff、Err線性化近似處理為

式中：Eo為截距；k 為斜率；I 為器件開(kāi)關(guān)時(shí)流過(guò)的電流。圖6 中實(shí)線為擬合曲線，可以看到基本上所有曲線的擬合程度都是比較高的。

圖6 開(kāi)關(guān)器件典型測(cè)試條件下開(kāi)關(guān)損耗曲線（150 ℃）Fig.6 Switching loss curves of switching devices under typical test conditions（150 ℃）

在SPWM 下，設(shè)開(kāi)關(guān)器件在一個(gè)基波周期（2π）內(nèi)工作（開(kāi)通和關(guān)斷）時(shí)間段為ωt1～ωt2，那么積分運(yùn)算的開(kāi)關(guān)損耗平均功率表達(dá)式為

式中：Utest為Datasheet 中所給測(cè)試條件下開(kāi)關(guān)器件工作時(shí)的阻斷電壓；Ublock為開(kāi)關(guān)器件實(shí)際工作時(shí)的阻斷電壓[2，5]。器件的開(kāi)關(guān)損耗都可以由式（16）計(jì)算。

盡管圖6 中IGBT-3300V 的Eon、Eoff、Err都遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于另外的器件，但這并不意味的TNPC-H2 的開(kāi)關(guān)損耗會(huì)因此而變得很大。雖然TNPC 的豎管耐壓為UDC，即Utest=UDC，但是在調(diào)制過(guò)程中其阻斷電壓實(shí)際為0.5 UDC，即Utest=0.5UDC，因此根據(jù)式（16）可以得出，相比圖6，TNPC 豎管實(shí)際開(kāi)關(guān)損耗要減少一半。

由圖2（b）可知，TNPC-H2 的T1與T4、T2與T3的開(kāi)關(guān)損耗相同，豎管T1/T4與D1/D4的開(kāi)關(guān)損耗分別為

式中：ktotal為Si IGBT 開(kāi)通與關(guān)斷損耗之和的斜率；Etotal為開(kāi)通與關(guān)斷損耗之和的截距。橫管T2/T3與D2/D3的開(kāi)關(guān)損耗分別為

式中：km_total為SiC MOSFET 開(kāi)通與關(guān)斷損耗之和的斜率；Em_total為開(kāi)通與關(guān)斷損耗之和的截距。

ANPC-H1 的開(kāi)關(guān)損耗全部在T2與T3上，T1與T4、T5與T6的開(kāi)關(guān)損耗理論上為0。由圖5 可知，T2/T3與D2/D3的開(kāi)關(guān)損耗分別為

根據(jù)以上積分表達(dá)式，可以計(jì)算得到開(kāi)關(guān)器件開(kāi)關(guān)損耗的平均功率表達(dá)式。

2.3 損耗與效率對(duì)比

在第2.2 節(jié)中簡(jiǎn)化損耗模型的基礎(chǔ)上，本節(jié)選用了功率器件Datasheet 中典型測(cè)試條件下的數(shù)據(jù)，對(duì)比了功率器件在最?lèi)毫咏Y(jié)溫工況（150 ℃）下各混合拓?fù)涞膿p耗和效率。

2.3.1 損耗對(duì)比

為了比較在大功率軌道交通牽引四象限變流器應(yīng)用場(chǎng)合TNPC-H2 與TNPC-H1 的損耗特性，將TNPC-H2 與TNPC-H1 在不同PF、不同開(kāi)關(guān)頻率下的損耗分布進(jìn)行了對(duì)比?？紤]到拓?fù)渲虚_(kāi)關(guān)器件都是并聯(lián)結(jié)構(gòu)，因此將之與并聯(lián)模塊器件的損耗之和進(jìn)行對(duì)比，如圖7 所示。

圖7 TNPC-H1 與TNPC-H2 損耗分布對(duì)比（IAC_rms=1 640 A）Fig.7 Comparison of loss distribution between TNPCH1 and TNPC-H2（IAC_rms=1 640 A）

在PF=1 時(shí)，四象限變流器工作在牽引工況，一方面由于TNPC-H1 豎管T1/T4的SiC MOSFET 導(dǎo)通壓降很大，其導(dǎo)通損耗相對(duì)較大，但隨著開(kāi)關(guān)頻率的增大，TNPC-H2 豎管T1/T4的開(kāi)關(guān)損耗開(kāi)始倍增，使得TNPC-H2 的T1/T4總損耗大于TNPC-H1；另一方面TNPC-H2 橫管T2/T3的SiC MOSFET 導(dǎo)通壓降小，使得其導(dǎo)通損耗、開(kāi)關(guān)損耗均比TNPC-H1 橫管T2/T3小，約減少了34%，幾乎不隨開(kāi)關(guān)頻率變化。在PF=-1 時(shí)，四象限變流器工作在逆變工況，TNPCH2 豎管T1/T4的開(kāi)關(guān)損耗較PF=1 增大，隨著開(kāi)關(guān)頻率的上升，TNPC-H2 在T2/T3的優(yōu)勢(shì)難以彌補(bǔ)T1/T4的劣勢(shì)，總損耗漸漸大于TNPC-H1。因此TNPCH2 在開(kāi)關(guān)頻率較低時(shí)，較TNPC-H1 的損耗小，而隨著開(kāi)關(guān)頻率增大，TNPC-H2 相比TNPC-H1 將漸漸失去損耗優(yōu)勢(shì)。

為了進(jìn)一步比較在大功率軌道交通牽引四象限變流器應(yīng)用場(chǎng)合TNPC-H1、TNPC-H2 與ANPC-H1三者之間的損耗，將三者及ANPC-SiC 在不同PF、不同開(kāi)關(guān)頻率下的總損耗進(jìn)行了對(duì)比，如圖8 所示。

圖8 總損耗對(duì)比（IAC_rms=1 640 A）Fig.8 Comparison of total loss（IAC_rms=1 640 A）

當(dāng)PF=1、fs=550 Hz 時(shí)，四象限變流器工作在整流工況，開(kāi)關(guān)損耗主要為二極管的反向恢復(fù)損耗，開(kāi)關(guān)損耗相對(duì)較少，導(dǎo)通損耗占據(jù)了總損耗的絕大部分，由于THPC-H2 導(dǎo)通損耗得到一定控制，總損耗與ANPC-SiC 相當(dāng)，且相比TNPC-H1 減少約20%，相比ANPC-H1 減少約14%，但隨著開(kāi)關(guān)頻率增大，AHPC-H1 的總損耗漸漸少于TNPC-H1、TNPC-H2。當(dāng)PF=-1 時(shí)，四象限變流器工作在逆變工況，開(kāi)關(guān)損耗主要為開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)通、關(guān)斷損耗，TNPC-H1 與TNPC-H2 開(kāi)關(guān)損耗倍增，ANPC-H1 的總損耗始終比TNPC-H1 與TNPC-H2 少。因此，可以看出TNPC-H2 更適用低頻場(chǎng)合，而ANPC-H2 的適用范圍較廣，且開(kāi)關(guān)頻率越高越能凸顯其損耗優(yōu)勢(shì)。需要注意的是，不論P(yáng)F=1 還是-1，ANPC-H1 相比ANPC-SiC 僅多了一部分導(dǎo)通損耗（1.5 kHz 時(shí)約占總損耗10%），這是因?yàn)閳D4 中1 700 V 的SiC MOSFET 比相同等級(jí)IGBT 的導(dǎo)通壓降小，是由所選開(kāi)關(guān)器件的輸出特性決定的，但是ANPC-SiC 的造價(jià)為ANPC-H2 的2 倍。

2.3.2 效率對(duì)比

分別將TNPC-H2、NPC-H1、TNPC-H1 及ANPCSiC 在PF=1 或-1 下不同輸出功率時(shí)的效率進(jìn)行了對(duì)比，結(jié)果如圖9 所示。在PF=1、fs=550 Hz 時(shí)，四象限變流器輸出功率約達(dá)到1.2 MW 后，TNPC-H2 的效率均優(yōu)于TNPC-H1、ANPC-H1，且輸出功率越大，效率優(yōu)勢(shì)越明顯，在輸出功率為1.55 MW 時(shí)，TNPC-H2 的效率相比TNPC-H1 提升0.14%，相比ANPC-H1 提升0.1%,但當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率上升到1.5 kHz時(shí)，ANPC-H1 的效率都高于TNPC-H1、TNPC-H2。在PF=-1 時(shí)，由于TNPC-H1、TNPC-H2 的開(kāi)關(guān)損耗明顯增大，ANPC-H1 的效率最高都高于TNPC-H1、TNPC-H2，且開(kāi)關(guān)頻率為1.5 kHz、輸出功率為1.55 MW 時(shí)，效率提升0.4%左右。ANPC-H1 的效率與ANPC-SiC 相差0.1%左右，且隨著開(kāi)關(guān)頻率增大兩者效率的差距會(huì)縮小。

圖9 效率對(duì)比Fig.9 Comparison of efficiency

3 結(jié)語(yǔ)

本文基于軌道交通大功率牽引四象限變流器應(yīng)用場(chǎng)合，提出了一種TNPC 三電平SiC/Si 混合型拓?fù)銽NPC-H2，該拓?fù)鋵NPC 橫管采用SiC MOSFET，橋臂豎管采用Si IGBT，功率器件損耗能得到有效降低，通過(guò)理論計(jì)算分析得出，TNPC-H2在低頻大功率場(chǎng)合下，其損耗、成本、效率相比TNPC-H2、ANPC-H1 都略占優(yōu)勢(shì)。ANPC-H1 的適用性范圍較廣，開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)較高時(shí)，其損耗和效率都高于TNPC-H1、TNPC-H1；另一方面其損耗與效率又與ANPC-SiC 相差約0.1%，且開(kāi)關(guān)頻率越高差距越小，而成本僅為ANPC-SiC 的一半，對(duì)于軌道交通牽引四象限變流器應(yīng)用場(chǎng)合很具有吸引力。