5G毫米波頻段不同天線形式信道參數(shù)測(cè)量及對(duì)比分析

劉永勝 侯春枝 林樂科 張蕊， 張鸚琪

（1. 中國電波傳播研究所，青島 266107；2. 西安電子科技大學(xué)，西安710071；3. 齊魯理工學(xué)院，濟(jì)南 250220）

引 言

2019年以來5G已經(jīng)成為迄今為止商用部署速度最快的一代無線通信技術(shù)，據(jù)市場(chǎng)調(diào)研機(jī)構(gòu)IDC公司預(yù)測(cè)，2023年全球5G連接數(shù)將超過10億，比4G獲得同樣連接數(shù)的時(shí)間整整快了兩年. 由于低頻段在網(wǎng)絡(luò)覆蓋和建設(shè)成本上的優(yōu)勢(shì)，當(dāng)前中國、歐洲和韓國等國家均將Sub-6 GHz作為5G商用網(wǎng)絡(luò)的主要建設(shè)頻段，美國的部分運(yùn)營商將毫米波頻段作為試點(diǎn)網(wǎng)絡(luò)建設(shè). 要實(shí)現(xiàn)高于10 Gbit/s的峰值數(shù)據(jù)速率、1 000 Mbit/s的用戶體驗(yàn)速率和毫秒級(jí)時(shí)延等關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)，毫米波和Massive MIMO是未來5G網(wǎng)絡(luò)部署中必須要采用的關(guān)鍵技術(shù)[1-2]. 為了驗(yàn)證新技術(shù)的效能以及提高系統(tǒng)設(shè)計(jì)效率，需要建立符合毫米波頻段傳播特性的信道模型.

毫米波頻段電磁波傳播損耗大，容易受到障礙物、反射物、散射體以及大氣吸收等環(huán)境因素的影響，因此毫米波信道與傳統(tǒng)移動(dòng)通信頻段信道有著明顯不同，其傳播特性影響到系統(tǒng)性能和覆蓋方案的設(shè)計(jì)，需要精確的測(cè)量和分析. 國外針對(duì)毫米波頻段的信道特性測(cè)量與分析建模工作開展較早，美國紐約大學(xué)、芬蘭阿爾托大學(xué)、德國伊爾梅瑙工業(yè)大學(xué)、東京工業(yè)大學(xué)等科研機(jī)構(gòu)開展了不同頻段、不同場(chǎng)景的信道測(cè)量工作. 紐約大學(xué)的Rappaport教授團(tuán)隊(duì)的測(cè)量頻段和場(chǎng)景覆蓋較為全面[3-6]，測(cè)量頻段包括28 GHz、38 GHz、60 GHz、72 GHz和73 GHz，測(cè)量場(chǎng)景包括室內(nèi)、郊區(qū)、城區(qū)等環(huán)境. 國內(nèi)華北電力大學(xué)趙雄文教授團(tuán)隊(duì)開展了一系列室內(nèi)外毫米波測(cè)量及信道建模工作[7-9]；北京郵電大學(xué)利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀和喇叭天線開展了室內(nèi)毫米波頻段信道特性測(cè)量[10]；同濟(jì)大學(xué)利用信道探測(cè)儀開展了室內(nèi)72 GHz的信道測(cè)量工作[11]；南京郵電大學(xué)利用射線追蹤技術(shù)開展了毫米波頻段傳播特性研究[12]；北京交通大學(xué)開展了高速移動(dòng)場(chǎng)景下的毫米波信道特性研究[13]；中國電波傳播研究所開展了毫米波頻段地物損耗研究以及雨衰減研究[14-15].

由于毫米波自身的傳播特性限制，為了增大測(cè)量距離，以前的信道測(cè)量中往往采用喇叭天線來提高增益. 喇叭天線按照一定角度間隔(通常為半功率波束寬度)順時(shí)針或者逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)一周，之后采用非參數(shù)化或參數(shù)化方法進(jìn)行信道參數(shù)提取. 喇叭天線旋轉(zhuǎn)測(cè)試被稱為定向掃描探測(cè)(directional scan sounding,DSS)，該方法的缺點(diǎn)是測(cè)量耗時(shí). 在進(jìn)行Massive MIMO測(cè)量時(shí)，由于毫米波頻段時(shí)域信道測(cè)量設(shè)備成本限制，通道數(shù)一般不會(huì)過多，因此通常采用虛擬MIMO的方法進(jìn)行測(cè)量，該方法在假定測(cè)量時(shí)信道環(huán)境不發(fā)生改變. 不同天線形式對(duì)信號(hào)接收效果不同，因此同一環(huán)境下的信道測(cè)量結(jié)果也會(huì)產(chǎn)生差異，例如采用喇叭天線旋轉(zhuǎn)測(cè)量方式，可以接收水平面360°內(nèi)的全部有效信號(hào)；但采用陣列天線時(shí)，貼片天線只能接收水平面180°范圍內(nèi)的信號(hào). 接收端在利用全向天線進(jìn)行信道測(cè)量時(shí)，由于天線增益較喇叭天線低數(shù)十分貝，在發(fā)射功率不變的前提下，會(huì)丟失部分多徑信號(hào). 現(xiàn)有文獻(xiàn)中，同一環(huán)境同一位置的測(cè)量只采用一種天線，沒有多種天線形式下的信道測(cè)量結(jié)果對(duì)比和定量研究，因此，不同研究者提供的室內(nèi)外的信道參數(shù)會(huì)有所不同.

基于統(tǒng)計(jì)建模方法的毫米波信道模型，其準(zhǔn)確度依賴于統(tǒng)計(jì)參數(shù)的精度. 在信道參數(shù)測(cè)量過程中，不同天線具有不同的特性，采用的測(cè)量方法也不盡相同，因此相同環(huán)境下提取的信道參數(shù)有所差別. 本文基于室內(nèi)28 GHz、38 GHz頻段全向天線、喇叭天線以及陣列天線的信道測(cè)量數(shù)據(jù)，利用高分辨率參數(shù)提取算法空間交替廣義期望最大化(space-alternating generalized expectation-maximization, SAGE)算法對(duì)信道參數(shù)進(jìn)行提取，利用多徑分量距離(multipath component distance, MCD)方法進(jìn)行簇提取，對(duì)比分析了路徑損耗(path loss, PL)、時(shí)延擴(kuò)展(delay spread, DS)、角度擴(kuò)展(angel spread, AS)以及分簇結(jié)果的不同，該結(jié)果可為室內(nèi)毫米波頻段不同天線形式信道測(cè)量結(jié)果提供對(duì)比分析數(shù)據(jù).

1 測(cè)量系統(tǒng)及測(cè)量過程

5G毫米波頻段可用帶寬高達(dá)數(shù)GHz，如此高的帶寬給信道測(cè)量設(shè)備帶來很大挑戰(zhàn). 傳統(tǒng)的寬帶信道測(cè)量方法主要包括直接脈沖測(cè)量、擴(kuò)頻滑動(dòng)相關(guān)測(cè)量以及頻域掃頻測(cè)量，其中擴(kuò)頻滑動(dòng)相關(guān)測(cè)量方法在提高處理增益和覆蓋范圍方面有很大優(yōu)勢(shì)，成為毫米波信道測(cè)量的主流方法.

本次采用的測(cè)量系統(tǒng)為擴(kuò)頻滑動(dòng)相關(guān)測(cè)量系統(tǒng)，其具備毫米波頻段多天線寬帶信道測(cè)量能力，通過GPS馴服銣鐘進(jìn)行同步，收發(fā)端可分離劃定測(cè)量點(diǎn)，進(jìn)行遠(yuǎn)距離測(cè)量，系統(tǒng)配備三維天線轉(zhuǎn)臺(tái)，可對(duì)天線垂直、水平以及俯仰三個(gè)維度進(jìn)行精確控制. 本次測(cè)量過程系統(tǒng)參數(shù)如表1所示. 測(cè)量地點(diǎn)選擇中國電波傳播研究所辦公區(qū)，實(shí)測(cè)環(huán)境如圖1所示. 發(fā)射端放置于辦公區(qū)一側(cè)，接收點(diǎn)在過道區(qū)域選定測(cè)量點(diǎn)，由于室內(nèi)有邊長80 cm的承重柱，因此在測(cè)量路線上可劃分視距(line-of-sight, LoS)測(cè)量點(diǎn)和非視距(nonline-of-sight, NLoS)測(cè)量點(diǎn).

圖1 測(cè)量場(chǎng)景示意圖Fig. 1 Schematic diagram of measurement scenario

表1 測(cè)試參數(shù)Tab. 1 Measurement parameters

接收端利用喇叭天線進(jìn)行DSS測(cè)量時(shí)，喇叭天線順時(shí)針方向水平旋轉(zhuǎn)，角度間隔為5°，參考方向?yàn)?°，見圖1. 進(jìn)行陣列天線測(cè)量時(shí)，天線陣列法線方向指向發(fā)射天線，本次測(cè)量中陣列天線在水平方向和垂直方向均移動(dòng)8次，每次移動(dòng)距離為半波長，組成8×8=64單元虛擬陣列天線. 喇叭天線DSS和虛擬陣列天線測(cè)量示意圖如圖2和圖3所示.

圖2 喇叭天線DSS測(cè)量示意圖Fig. 2 Schematic diagram of horn antenna DSS measurement

圖3 虛擬陣列天線測(cè)量示意圖Fig. 3 Schematic diagram of virtual array antenna measurement

2 信號(hào)處理過程

測(cè)量系統(tǒng)采用擴(kuò)頻滑動(dòng)相關(guān)測(cè)量法，在發(fā)送端發(fā)送有良好自相關(guān)性的偽隨機(jī)(pseudo-random sequence, PN)序列，接收機(jī)接收后采用與發(fā)送端相同的PN序列對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，在去除系統(tǒng)響應(yīng)后，可得到測(cè)試環(huán)境的信道沖激響應(yīng)(channel impulse response, CIR)h(t,τ)，然后通過非參數(shù)化方法和參數(shù)化方法進(jìn)行信道參數(shù)提取. 非參數(shù)化方法先將測(cè)量得到的信道沖激響應(yīng)轉(zhuǎn)化為功率延遲剖面(power delay profile, PDP)，再通過理論公式計(jì)算各信道參數(shù). 參數(shù)化方法采用SAGE算法提取多徑參數(shù)，算法通過最大化目標(biāo)函數(shù)，可以估計(jì)出每條徑上入射 波的各種參數(shù).

2.1 信號(hào)模型及SAGE算法

在虛擬陣列天線測(cè)量過程中，可將天線單元位置假設(shè)為r1,r2,···,r N，則信號(hào)目標(biāo)函數(shù)為

式 中： θl=[Ωl,τl,vl,al]是 第l條 散 射 波 的 參 數(shù) 矢 量；al、υl、Ωl、τl分別表示復(fù)振幅、多普勒頻率、到達(dá)方向、傳 播 時(shí)延；u(τ－τl) 是 發(fā)送 信 號(hào)矩 陣；C(Ω)是Ω方向入射角的響應(yīng)矩陣，

式中，fm(Ω)代 表接收天線第m個(gè)陣元的復(fù)電場(chǎng)模式.

單位方向矢量 Ω由球坐標(biāo)中水平角 φ和垂直角θ確定：

接收端天線陣輸出信號(hào)可以表示為

式 中：N(t)=[N1(t),···,NN(t)]T表示N維 高 斯 白 噪 聲；N0為正的常數(shù).

在DSS測(cè)量過程中，假設(shè)測(cè)量環(huán)境不發(fā)生變化，則多普勒頻移為0，信號(hào)目標(biāo)函數(shù)可以表示為

由于喇叭天線旋轉(zhuǎn)時(shí)饋源位置不變，可以假定在坐標(biāo)系原點(diǎn)，即r m=[0,0,0]，因此入射角的響應(yīng)矩陣可以表示為

SAGE算法是期望最大化(expectation maximization, EM)算法的一個(gè)快速求解算法. EM算法基本思想是：首先根據(jù)己經(jīng)給出的觀測(cè)數(shù)據(jù)，估計(jì)出模型參數(shù)的值；然后依據(jù)上一步估計(jì)出的參數(shù)值估計(jì)缺失數(shù)據(jù)的值，再根據(jù)估計(jì)出的缺失數(shù)據(jù)加上之前己經(jīng)觀測(cè)到的數(shù)據(jù)對(duì)參數(shù)值重新進(jìn)行估計(jì)；然后反復(fù)迭代，直至最后收斂，迭代結(jié)束. SAGE算法的具體實(shí)現(xiàn)過程包括初始化、E步驟和M步驟. SAGE算法的初始化可以得到各個(gè)參數(shù)的初始值，常用的初始化方法有連續(xù)干擾消除法和全零初始化兩種.連續(xù)干擾消除法是一種比較精確的初始化方法，首先設(shè)置第l條路徑的參數(shù)為

SAGE算法的E步驟，即求期望步驟，是基于觀察到的不完備數(shù)據(jù)集Y(t)=y(t)估計(jì)不可觀察到的完備數(shù)據(jù)Xl(t)=xl(t). SAGE算法的M步驟，為進(jìn)一步降低運(yùn)算復(fù)雜度，將聯(lián)合優(yōu)化過程分割成更小空間維數(shù)，在具體實(shí)現(xiàn)過程中定義為一維. SAGE算法各步驟具體過程見文獻(xiàn)[16-17].

在DSS測(cè)量過程中，假設(shè)測(cè)量環(huán)境在測(cè)量過程中保持不變，多徑分布完全由傳播環(huán)境決定而與接收天線和旋轉(zhuǎn)步長無關(guān)，因此各朝向測(cè)得的信道沖激響應(yīng)相疊加，等效于使用合成的天線方向圖測(cè)得CIR，在數(shù)據(jù)后處理過程中，去除天線增益的影響后 ，可準(zhǔn)確地得到CIR[18].

2.2 分簇算法

在毫米波寬帶信道測(cè)量及參數(shù)分析中，由于帶寬達(dá)到數(shù)百兆甚至更高，多徑分辨率為納秒級(jí)，毫米波寬帶信道測(cè)量可以觀測(cè)到更多的多徑信號(hào). 目前國際上主流的信道建模方法為基于幾何的統(tǒng)計(jì)模型(geometry-based statistical model, GBSM)，在GBSM信道建模方法中，每個(gè)簇包含一定數(shù)量的多徑，簇的數(shù)目、簇內(nèi)多徑數(shù)量、簇內(nèi)DS以及簇內(nèi)AS等參數(shù)對(duì)信道模型準(zhǔn)確度都有重要影響，因此準(zhǔn)確地進(jìn)行簇的分析和參數(shù)提取有重要意義. 當(dāng)前主要的分簇算法有人工觀察法、K次方均值(K power means, KPM)法和MCD方法. 文獻(xiàn)[19]中給出了改進(jìn)后的MCD分簇算法，在LoS場(chǎng)景通過設(shè)定雙閾值的方法，提高了分簇準(zhǔn)確度，具有較高的實(shí)用價(jià)值. MCD分簇算法簡(jiǎn)要介紹如下：

式中：ζ為時(shí)延域距離與角度域距離的比例因子；Ω為到達(dá)角方向矢量，由式(3)確定；τ為多徑時(shí)延；στ為 τ的 標(biāo)準(zhǔn)差；Δ τmax為最大附加時(shí)延，

完整的分簇過程包括以下三個(gè)步驟：

1)在所有可分辨多徑中選取功率最強(qiáng)徑作為參考徑；

2)計(jì)算所有剩余多徑分量與參考徑的分量距離，若小于給定的閾值，則劃分為一個(gè)簇；

3)將已歸為一簇的多徑分量從多徑集合中去除，重復(fù)步驟1和步驟2，直到所有多徑分量全部被劃 分完成.

2.3 信道參數(shù)

基于GBSM方法的信道模型中，需要重點(diǎn)考慮DS、AS、萊斯K因子以及簇的統(tǒng)計(jì)特性.

均方根(root-mean-square, RMS)DS στ定義為PDP二階矩平方根[20]，其計(jì)算方法如下：

式中：τ為平均附加時(shí)延；L表示多徑總數(shù)；P(τl)是歸一化功率延時(shí)譜上第l條多徑的功率值. 噪聲對(duì)DS計(jì)算影響很大，如果噪底太高，會(huì)把部分有效信號(hào)當(dāng)作噪聲去掉；如果噪底太小，會(huì)將噪聲計(jì)算在內(nèi).

與RMS DS類似，RMS AS σφ定義為角度功率譜的二階中心矩的平方根[21]. 為避免角度循環(huán)周期特性造成的影響，將AS定義為循環(huán)AS，有

3 測(cè)量結(jié)果分析

3.1 PL對(duì)比

在5G系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)中，波束成型技術(shù)是提高信號(hào)覆蓋和信道容量的重要手段，因此方向性PL在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中具有較高的參考價(jià)值. 本文在分析喇叭天線測(cè)量結(jié)果時(shí)，采用的是喇叭天線最強(qiáng)信號(hào)方向的信號(hào)功率值，而非各朝向合成后的全向信號(hào)功率值. 通過后期數(shù)據(jù)處理，可以得到喇叭天線最強(qiáng)信號(hào)方向. 表2給出了28 GHz、38 GHz相同位置點(diǎn)喇叭天線、全向天線以及陣列天線的PL結(jié)果.可以看出：LoS場(chǎng)景下，全向天線PL最小，喇叭天線PL最大；NLoS場(chǎng)景下，全向天線依然最小，但喇叭天線和陣列天線相差不大. 其根本原因是全向天線可以接收到水平360°范圍內(nèi)的全部有效信號(hào)；而喇叭天線的半功率波束寬度只有7.5°，即便喇叭天線可以旋轉(zhuǎn)找到信號(hào)最強(qiáng)的方向，但是不能接收全部多徑信號(hào)，去除天線增益后依然不能達(dá)到全向天線的接收信號(hào)強(qiáng)度. 同樣，陣列天線只能接收180°范圍內(nèi)的有效信號(hào). 因此，喇叭天線和定向陣列天線測(cè)量得到的PL相對(duì)全向天線偏大.

表2 不同形式接收天線的PL對(duì)比Tab. 2 Path loss results of different receiving antenna forms d B

3.2 DS對(duì)比

根據(jù)前面介紹的SAGE算法原理和信號(hào)模型，利用測(cè)量得到的CIR結(jié)果，可以提取多徑信號(hào)的時(shí)延、水平到達(dá)角、垂直到達(dá)角以及幅度. 由于喇叭天線DSS時(shí)只在水平面測(cè)量，因此沒有垂直到達(dá)角的信息. 圖4給出了喇叭天線在LoS場(chǎng)景第3測(cè)量點(diǎn)28 GHz頻段DSS的CIR測(cè)量結(jié)果.

圖4 喇叭天線LoS場(chǎng)景第3測(cè)量點(diǎn)DSS CIR結(jié)果Fig. 4 DSS CIR result of horn antenna at the 3rd measurement point in LoS scenario

表3給出了28 GHz、38 GHz相同位置點(diǎn)全向天線、喇叭天線和陣列天線的RMS DS結(jié)果. 可以看出，LoS場(chǎng)景下，全向天線測(cè)量得到的DS最大，陣列天線測(cè)量得到的DS最小，這是由于全向天線相對(duì)陣列天線來說，能夠接收360°范圍內(nèi)的全部多徑信號(hào)，且多徑分量豐富，但同時(shí)由于全向天線增益相對(duì)喇叭天線小很多，有效信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍較喇叭天線小，喇叭天線接收時(shí)信號(hào)主徑效應(yīng)明顯，因此喇叭天線測(cè)量得到的DS比全向天線小. NLoS場(chǎng)景下，DS主要受多徑信號(hào)豐富性影響，喇叭天線較其他天線具有最大的增益，能夠接收最多的多徑信號(hào)，因此DS值最大，而陣列天線最小.

表3 不同接收天線形式下RMS DSTab. 3 RMSDS results of different receiving antenna forms ns

3.3 AS對(duì)比

表4給出了28 GHz、38 GHz相同位置點(diǎn)喇叭天線和陣列天線的RMS AS結(jié)果. 本次測(cè)量中喇叭天線只有水平方向的旋轉(zhuǎn)，沒有俯仰角信息，因此對(duì)比的角度信息只有水平到達(dá)角. 由表4可以看出：不管是喇叭天線還是陣列天線，NLoS場(chǎng)景下的同頻段AS都要比LoS場(chǎng)景AS大，這是因?yàn)镹LoS場(chǎng)景下接收信號(hào)都是反射信號(hào)或者散射信號(hào)，角度分布范圍比較大；而LoS場(chǎng)景下有一條功率最大的直達(dá)徑，弱化了其他NLoS路徑的影響. LoS場(chǎng)景下，喇叭天線AS大于陣列天線AS，一方面是因?yàn)槔忍炀€在旋轉(zhuǎn)過程中，可以接收360°全方位的信號(hào)；另一方面，喇叭天線增益相對(duì)較高，可以接收到更多弱信號(hào).

表4 不同接收天線形式下RMS ASTab. 4 RMS AS results of different receiving antenna forms d B

通過對(duì)多個(gè)測(cè)量點(diǎn)的RMS DS和RMS AS進(jìn)行統(tǒng)計(jì)平均，可以得到不同頻段不同天線形式下的定量比較. 由于喇叭天線測(cè)量結(jié)果相對(duì)于全向天線具有更大的實(shí)際意義，因此表5只給出了喇叭天線與陣列天線的比較結(jié)果，差值均為喇叭天線測(cè)量值減去陣列天線測(cè)量值.

表5 喇叭天線與陣列天線小尺度參數(shù)對(duì)比Tab. 5 Comparison of small-scale parameters of horn antenna and array antenna

3.4 分簇結(jié)果對(duì)比

基于SAGE算法提取的信道參數(shù)，利用MCD方法進(jìn)行簇提取. 經(jīng)過多次比較，計(jì)算時(shí)比例因子 ζ =5，閾值dmin=0.25，選取的原則是分簇結(jié)果與實(shí)際環(huán)境相符，閾值取值與文獻(xiàn)[19]相同. 圖5是28 GHz頻段LoS場(chǎng)景下第3測(cè)量點(diǎn)喇叭天線DSS測(cè)量和陣列天線測(cè)量得到的分簇結(jié)果. DSS測(cè)量下可得到時(shí)延超過100 ns的簇，這些簇來自于墻面或物體反射；而陣列天線受限 于接收方向和天線增益，未能得到超過40 ns的簇.

圖5 LoS場(chǎng)景第3測(cè)量點(diǎn)喇叭天線DSS測(cè)量和陣列天線測(cè)量的分簇結(jié)果Fig. 5 Horn antenna DSS measurement and array antenna clustering results at the 3rd measurement point in LoS scenario

喇叭天線和陣列天線采集信號(hào)的角度范圍不同，喇叭天線增益大且可以接收360°范圍內(nèi)的全部多徑信號(hào)，而陣列天線只能接收到天線法線方向180°范圍內(nèi)的多徑信號(hào)，因此采用喇叭天線旋轉(zhuǎn)測(cè)量方式可以采集到時(shí)延域和角度域更大的多徑信號(hào).同時(shí)由于絕對(duì)零度的方向不一致，兩種形式接收天線分簇結(jié)果差別明顯.

如圖6所示，28 GHz頻段NLoS場(chǎng)景下第5測(cè)量點(diǎn)存在與LoS場(chǎng)景相同的現(xiàn)象，即喇叭天線DSS測(cè)量可以得到時(shí)延較大的簇. 同時(shí)，由于NLoS場(chǎng)景下多徑信號(hào)全部來自于物體反射或者散射，多徑到達(dá)信號(hào)比較分散，因此各個(gè)簇的水平達(dá)到角與LoS場(chǎng)景相比較為分散.

圖6 NLoS場(chǎng)景第5測(cè)量點(diǎn)喇叭天線DSS測(cè)量和陣列天線測(cè)量的分簇結(jié)果Fig. 6 Horn antenna DSS measurement and array antenna clustering results at the 5th measurement point in NLoS scenario

4 結(jié) 論

本文基于28 GHz、38 GHz室內(nèi)寬帶信道測(cè)量數(shù)據(jù)，對(duì)室內(nèi)毫米波頻段不同天線形式信道測(cè)量結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比分析，基于SAGE算法和MCD分簇方法對(duì)簇進(jìn)行了提取. 結(jié)果表明：不同天線形式對(duì)大尺度信道參數(shù)和小尺度參數(shù)具有不同影響，喇叭天線由于可以接收360°信號(hào)且增益較大，在DS和AS方面與全向天線和陣列天線明顯不同；同時(shí)，喇叭天線的指向性較強(qiáng)，通過其測(cè)量得到的PL指數(shù)在5G系統(tǒng)波束成形技術(shù)應(yīng)用中具有重要意義. 在分簇結(jié)果方面，陣列天線由于只能接收天線法線方向180°信號(hào)，導(dǎo)致無法提取天線背面多徑信號(hào)，因此未能提取到時(shí)延較大的簇. 本文為室內(nèi)毫米波頻段信道建模提供了不同天線形式的信道測(cè)量參數(shù)，可為相關(guān)研究人員提供數(shù)據(jù)支撐.