交直流混合微電網(wǎng)并聯(lián)接口變換器的VSG控制策略*

范廣勝, 朱 琳, 封洋燚, 王 鵬, 徐海瑞

(1.東北電力大學(xué) 現(xiàn)代電力系統(tǒng)仿真控制與綠色電能新技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，吉林 吉林 132012；2.國家能源投資集團(tuán)有限責(zé)任公司邯鄲熱電廠，河北 邯鄲 056000；3.河北華電石家莊熱電有限公司，河北 石家莊 050000)

0 引 言

隨著微電網(wǎng)的大力發(fā)展，分布式電源(DG)在微電網(wǎng)中的滲透率逐漸增大[1-3]?，F(xiàn)有DG大多數(shù)屬于直流型電源，同時(shí)越來越多的負(fù)載是需要直流供電而不是交流供電，通過直流微電網(wǎng)連接直流負(fù)載，可以減少電力電子元件的變換過程的能量損耗[4-6]。然而，交流配電目前占主導(dǎo)地位，并且將持續(xù)數(shù)十年。因此，更可能的情況是同時(shí)存在直流子電網(wǎng)和交流子電網(wǎng)，以及電源、儲(chǔ)能和負(fù)載之間的適當(dāng)分布?？赏ㄟ^接口變換器將子電網(wǎng)連接在一起，形成交直流混合微電網(wǎng)[7-9]。

由于交直流混合微電網(wǎng)的接口變換器能夠?qū)崿F(xiàn)整流模式、逆變模式、切換模式3大功能，相對(duì)于傳統(tǒng)的交流微電網(wǎng)或者直流微電網(wǎng)來說，其控制方法比較復(fù)雜。目前常用的交直流混合微電網(wǎng)接口變換器的控制策略主要包括歸一化下垂控制策略、雙向下垂控制策略、虛擬同步發(fā)電機(jī)(VSG)控制策略等。

文獻(xiàn)[10-12]提出歸一化控制策略，分別從直流子網(wǎng)、交流子網(wǎng)中提取具有代表性的物理量即直流母線電壓與交流母線頻率，將兩者輸送到歸一化公式中，進(jìn)行量綱統(tǒng)一處理，并將兩者歸一化之后的差值輸入到比例積分控制器，從而獲得接口變換器傳輸有功功率的參考值，但是該控制策略應(yīng)用在多臺(tái)并聯(lián)的接口變換器時(shí)，各接口變換器之間會(huì)產(chǎn)生循環(huán)功率問題。文獻(xiàn)[13]提出一種雙向下垂控制策略，接口變換器采用有功-直流電壓與有功-交流頻率下垂控制策略，通過控制直流母線電壓與交流母線頻率的變化來功率的雙向流動(dòng)，然而，該控制策略應(yīng)用在多臺(tái)并聯(lián)的接口變換器時(shí)，各接口變換器之間的功率分配精度較低。文獻(xiàn)[14]提出一種新型下垂控制策略，對(duì)交流頻率、直流電壓進(jìn)行歸一化處理，然后將處理的結(jié)果與功率-電壓下垂控制、功率-頻率下垂控制相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)接口變換器之間的功率分配。但是，該控制策略僅適用于控制從直流側(cè)到交流側(cè)的功率流，并且沒有任何機(jī)制可通過交流電源支持直流電網(wǎng)。文獻(xiàn)[15]在文獻(xiàn)[13]的基礎(chǔ)上，提出了小交流信號(hào)注入接口變換器的控制方法。在該方法中，小交流信號(hào)的頻率與接口變換器輸出基波電壓的下垂偏置成下垂關(guān)系，可使變換器輸出的電壓和頻率恢復(fù)到額定值附近，但是，并聯(lián)接口變換器之間的功率分配精度較低，且在投切負(fù)荷的瞬間，直流母線電壓與交流母線頻率波動(dòng)較大，不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定性。以上所采用的算法可歸納為：下垂控制策略為基礎(chǔ)，幾乎不能為交直流混合系統(tǒng)提供慣性。為此，文獻(xiàn)[16]提出了交直流微電網(wǎng)中具有同步發(fā)電機(jī)特性的接口變換器的控制策略，該方法將同步發(fā)電機(jī)技術(shù)應(yīng)用于接口變換器控制系統(tǒng)，通過模仿同步發(fā)電機(jī)來改善不良的動(dòng)態(tài)直流電壓與頻率穩(wěn)定性。但是，該控制策略應(yīng)用在多臺(tái)并聯(lián)的接口變換器時(shí)，各接口變換器之間同樣會(huì)產(chǎn)生循環(huán)功率問題，以及并聯(lián)接口變換器功率分配精度較低問題。

為了克服文獻(xiàn)[10-12]的缺陷，在文獻(xiàn)[15-16]的基礎(chǔ)上，本文提出了交直流混合微電網(wǎng)并聯(lián)接口變換器的VSG控制策略。該控制策略可以解決并聯(lián)接口變換器循環(huán)功率問題，提高系統(tǒng)的慣性，實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)接口變換器按照各自容量比進(jìn)行功率分配。最后，通過仿真，對(duì)比了所提控制策略與傳統(tǒng)控制策略的控制效果。

1 歸一化下垂控制策略的原理

歸一化下垂控制策略控制框圖[10-12]如圖1所示。該控制策略是將直流母線電壓與交流母線頻率代入對(duì)應(yīng)的歸一化公式，得到2個(gè)可進(jìn)行數(shù)學(xué)運(yùn)算的量。歸一化的直流母線電壓Udc,pu定義為

(1)

式中：Umax、Umin分別為直流母線電壓的最大值和最小值。

歸一化的交流母線頻率fac,pu可定義為

(2)

式中：fmax、fmin分別為交流母線頻率的最大值與最小值。

圖1 歸一化下垂控制策略控制框圖

交流母線頻率與直流母線電壓進(jìn)行歸一化處理之后，直流側(cè)到交流側(cè)的傳輸功率PIC可表示為

PIC=Kic(Udc，pu-fac，pu)

(3)

式中：Kic為接口變換器的下垂系數(shù)。

由式(3)可得出，如果交流側(cè)的歸一化頻率值等于直流側(cè)的歸一化電壓值，即Udc,pu=fac,pu，此時(shí)PIC=0，功率不進(jìn)行轉(zhuǎn)移；如果直流負(fù)載增加，則Udc,pu減小，此時(shí)PIC<0，功率應(yīng)從交流子微網(wǎng)轉(zhuǎn)移到直流子微網(wǎng)；如果交流負(fù)載增加，則fac,pu減小，此時(shí)PIC>0，功率應(yīng)從直流子微網(wǎng)轉(zhuǎn)移到交流子微網(wǎng)。

在dq參考坐標(biāo)系中，傳輸有功功率計(jì)算式為

(4)

式中：id、ud是接口變換器交流電流和電壓的d軸分量。

結(jié)合式(3)和式(4)，可得接口變換器的參考電流為

(5)

當(dāng)交流負(fù)載或者直流負(fù)載變化較大時(shí)，單個(gè)接口變換器不足以傳遞足夠的功率，此時(shí)應(yīng)該增加接口變換器的數(shù)量，本文以并聯(lián)接口變換器為例進(jìn)行分析。交直流混合微電網(wǎng)采用2個(gè)接口變換器并聯(lián)運(yùn)行，如圖2所示。會(huì)出現(xiàn)以下問題：

(1) 由于直流側(cè)線路電阻的影響，不同接口變換器的直流端電壓具有不相同的值，因此根據(jù)式(5)，接口變換器無法分擔(dān)與相應(yīng)的下垂系數(shù)成比例的負(fù)載。

(2) 由于直流側(cè)線路電阻的影響，一個(gè)接口變換器的Udc,pu可能高于fac,pu，而另一個(gè)接口變換器的Udc,pu可能低于fac,pu。因此，一個(gè)接口變換器將有功功率從直流子微網(wǎng)傳遞到交流子微網(wǎng)，而另外一個(gè)則將功率從交流子微網(wǎng)傳輸?shù)街绷髯游⒕W(wǎng)，說明有功功率在交流子微網(wǎng)和直流子微網(wǎng)之間循環(huán)。循環(huán)功率將增加系統(tǒng)和接口變換器的損耗，占用接口變換器的容量并產(chǎn)生過應(yīng)力問題。

(3) 歸一化的下垂控制幾乎不能為系統(tǒng)提供慣性。當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載發(fā)生變換時(shí)，瞬時(shí)波動(dòng)較大，會(huì)對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性造成一定得影響。

如果上述3個(gè)主要問題能夠得到有效解決，交直流混合微電網(wǎng)系統(tǒng)的性能將會(huì)得到改善。

圖2 混合微電網(wǎng)的簡(jiǎn)化拓?fù)鋱D

2 基于VSG并聯(lián)接口變換器的控制策略

2.1 消除直流側(cè)線路電阻對(duì)接口變化器的影響

第1節(jié)中提到，直流側(cè)線路電阻對(duì)并聯(lián)接口變化器影響較大。要想消除影響，應(yīng)將局部母線直流電壓變?yōu)槿种绷鳢B加頻率[17-19]。文獻(xiàn)[17-19]從概念上解釋了直流頻率下垂控制方法，但是局限于直流微電網(wǎng)的功率分配控制。本文受文獻(xiàn)[17-19]的啟發(fā)，設(shè)計(jì)了將小交流電壓信號(hào)源注入DC/DC轉(zhuǎn)換器中，相當(dāng)于在直流DC/DC轉(zhuǎn)換器的電壓上疊加一個(gè)直流頻率，其中直流頻率與相應(yīng)的輸出功率成比例。因此，轉(zhuǎn)換器與基于疊加頻率的下垂方法一起被協(xié)調(diào)。此外，因?yàn)樽⑷氲寞B加頻率對(duì)于接口變換器均具有相同的值，所以接口變換器將不受直流側(cè)線路電阻的影響。

DC/DC轉(zhuǎn)換器的頻率下垂控制如圖3所示。在直流電壓上加一個(gè)小交流電壓信號(hào)源，其頻率與相應(yīng)的輸出功率成正比，滿足如下方程：

fdc=fmax-KdcPdc

(6)

式中：fdc為直流疊加頻率；Kdc為下垂系數(shù)；fmax為空載時(shí)的最大頻率。

圖3 DC/DC轉(zhuǎn)換器的頻率下垂控制

2.2 系統(tǒng)慣量補(bǔ)充

第1節(jié)中提到了傳統(tǒng)的歸一化控制策略在交直流側(cè)負(fù)荷變化的瞬間，幾乎不能為系統(tǒng)提供一定的慣量和緩沖時(shí)間，對(duì)系統(tǒng)沖擊較大，可能損壞設(shè)備。為了解決這個(gè)問題，文獻(xiàn)[16]提出在交直流微電網(wǎng)中具有同步發(fā)電機(jī)特性的接口變換器的控制策略，為交直流混合系統(tǒng)提供了一定的慣量，本文采用了類似的思想，對(duì)系統(tǒng)的慣量進(jìn)行補(bǔ)充。但是如果能與2.1節(jié)所提基于頻率疊加的控制方法結(jié)合起來，系統(tǒng)性能會(huì)進(jìn)一步得到完善。根據(jù)歸一化控制策略思路，將直流子網(wǎng)的疊加頻率與虛擬同步機(jī)的虛擬頻率差值作為VSG的機(jī)械力矩，不但為系統(tǒng)提供了一定的慣量，而且解決了循環(huán)功率問題，最終實(shí)現(xiàn)各接口變換器按額定容量傳輸有功功率。

本文最終提出的交直流混合微電網(wǎng)并聯(lián)接口變換器的VSG控制策略控制框圖如圖4所示。

圖4 基于VSG的IC控制策略

該控制策略需要用到如下數(shù)學(xué)方程：

(7)

(8)

(9)

Ei=E0+KE(UN-Ug)

(10)

式中:Ji為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量；ωN為額定頻率；KP,i為功率誤差增益；PIC,i為傳輸功率值；Ei為虛擬電動(dòng)勢(shì)；KE為交流母線電壓誤差增益；UN為額定交流電壓有效值；Ug為交流母線電壓有效值。

功率誤差增益應(yīng)滿足：

(11)

穩(wěn)定情況下dωi/dt=0，即：

PIC,i=KP,i(fdc_pu-fpu1)

(12)

由于所有的接口變換器均并聯(lián)在相同的交流母線上，則穩(wěn)態(tài)時(shí)虛擬頻率的測(cè)量值相等，即：

fpu1=fpu2

(13)

由于小交流信號(hào)電壓源的注入，使fdc_pu在直流微網(wǎng)中成為全局變量，即：

fdc_pu1=fdc_pu2

(14)

聯(lián)立式(11)～式(14)可得：

(15)

式中:Si為各接口變換器額定容量。

由式(15)可知：穩(wěn)定狀態(tài)下各IC傳輸?shù)挠泄β手冉频扔谄漕~定容量之比。

3 仿真分析

利用MATLAB/Simulink 軟件，搭建交直流混合微網(wǎng)并聯(lián)接口變換器的仿真平臺(tái)，仿真參數(shù)如表1所示。

微電網(wǎng)的運(yùn)行方式主要有2種：并網(wǎng)模式與孤島模式。在孤島模式下對(duì)接口變換器采用傳統(tǒng)控制策略以及本文所提出的控制策略進(jìn)行仿真分析。

表1 仿真參數(shù)

逆變模式下仿真結(jié)果如圖5～圖9所示。

圖5 逆變模式下交、直流電源發(fā)出的功率

圖6 逆變模式下接口變換器的傳輸功率

圖7 逆變模式下直流母線電壓的變化情況

在0.2～1.2 s時(shí)間段，交直流混合微電網(wǎng)中直流負(fù)載為0.5 kW，交流負(fù)載為3 kW，直流電源發(fā)出1.37 kW的有功功率，交流電源發(fā)出2.125 kW有功功率，如圖5所示。接口變換器1與接口變換器2分別從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞663、210 W功率；直流電壓穩(wěn)定在約399 V，接口變換器1的直流端口電壓的歸一化值、交流母線頻率的歸一化值、接口變換器2的直流端口電壓的歸一化值的大小關(guān)系：Udc1>Udc2>fac。

圖8 逆變模式下交流母線頻率的變化情況

圖9 逆變模式下參數(shù)歸一化值的比較

接口變換器1與接口變換器2的額定容量比為2…1，按照前文的理論分析可得出：二者的傳輸有功功率之比應(yīng)為2…1，而實(shí)際接口變換器1與接口變換器2傳輸有功功率之比為663…210≈3…1。說明直流側(cè)線路電阻不同，接口變換器的端電壓不同，導(dǎo)致并聯(lián)接口變換器的有功功率分配精度較低。同時(shí)，根據(jù)Udc1>Udc2>fac，判斷并聯(lián)接口變換器處于逆變模式。

在1.2～1.8 s時(shí)間段，交直流混合微電網(wǎng)中直流負(fù)載為2 kW，交流負(fù)載為3 kW，直流電源發(fā)出2.24 kW的有功功率，交流電源發(fā)出2.75 kW的有功功率；接口變換器1與接口變換器2分別由直流側(cè)向交流側(cè)傳遞352、-110 W有功功率，直流電壓變?yōu)榧s397 V，接口變換器1的直流端口電壓的歸一化值、交流母線頻率的歸一化值、接口變換器2的直流端口電壓的歸一化值的大小關(guān)系為Udc1>fac>Udc2。

接口變換器1與接口變換器2傳輸?shù)挠泄β史謩e為352、-110 kW，對(duì)應(yīng)逆變模式與整流模式，比值近似為3…1，說明直流側(cè)線路電阻不同，接口變換器的端電壓不同，導(dǎo)致并聯(lián)接口變換器之間產(chǎn)生了循環(huán)功率。循環(huán)功率不但降低了并聯(lián)接口變換器的有功功率分配精度，而且增加接口變換器的損耗，縮短接口變換器的壽命，并占用接口變換器的容量。

在1.8～2.6 s時(shí)間段，交直流混合微電網(wǎng)中直流負(fù)載變?yōu)?.5 kW，交流負(fù)載為3 kW，直流電源發(fā)出3.26 kW的有功功率，交流電源發(fā)出3.24 kW的有功功率，接口變換器1與接口變換器2分別由交流側(cè)向直流側(cè)傳遞-180、-56.25 W的有功功率，直流電壓約為391.5 V，接口變換器1的直流端口電壓歸一化值、交流母線頻率的歸一化值、接口變換器2的直流端口電壓的歸一化值的關(guān)系：fac>Udc1>Udc2。

接口變換器1與接口變換器2傳輸有功功率之比為-180…-56.25≈3…1，且均處于整流模式。說明直流側(cè)線路電阻不同，接口變換器的端電壓不同，導(dǎo)致有功功率分配精度較低。

觀察圖6～圖8的拐點(diǎn)處可知，負(fù)載變化會(huì)導(dǎo)致直流母線電壓、交流母線頻率存在驟降狀態(tài)，同時(shí)傳輸功率存在一定的超調(diào)量。

整流模式下仿真結(jié)果如圖10～圖14所示。

在0.2～1.2 s時(shí)間段，交直流混合微電網(wǎng)中直流負(fù)載為0.5 kW，交流負(fù)載為3 kW，直流電源發(fā)出1.4 kW的有功功率，交流電源發(fā)出2.13 kW的有功功率，如圖10所示。接口變換器1與接口變換器2分別由直流側(cè)向交流側(cè)傳遞581、291 W的有功功率，直流電壓穩(wěn)定在約400 V，接口變換器的直流端口頻率的歸一化值、交流母線頻率的歸一化值的大小關(guān)系為fdc>f2=f1。

圖10 整流模式下交、直流電源發(fā)出的功率

接口變換器1與接口變換器2的額定容量比為2…1，按照前面的理論分析可以得出：二者的傳輸有功功率之比為2…1，而此時(shí)實(shí)際接口變換器1與接口變換器2傳輸有功功率之比為581…291≈2…1，且二者均為逆變模式。說明所提控制策略消除了直流側(cè)線路電阻的影響，提高了并聯(lián)接口變換器的有功功率分配精度。

圖11 整流模式下接口變換器的傳輸功率

圖12 整流模式下直流母線電壓的變化情況

圖13 整流模式下交流母線頻率的變化情況

圖14 整流模式下參數(shù)歸一化值的比較

在1.2～1.8 s時(shí)間段，交直流混合微電網(wǎng)中直流負(fù)載為2 kW，交流負(fù)載為3 kW，直流電源發(fā)出2.38 kW的有功功率，交流電源發(fā)出2.62 kW的有功功率，接口變換器1與接口變換器2分別由直流側(cè)向交流側(cè)傳遞250、125 W的有功功率，直流電壓約為398 V，接口變換器1的直流端口頻率的歸一化值、交流母線頻率的歸一化值的大小關(guān)系為fdc>f2=f1。

接口變換器1與接口變換器2傳輸有功功率之比為250…125≈2…1，且處于逆變模式。說明所提控制策略消除了直流側(cè)線路電阻的影響，解決了并聯(lián)接口變換器之間的循環(huán)功率問題，并且提高了并聯(lián)接口變換器的有功功率分配精度，減少了系統(tǒng)和接口變換器的損耗，提高了接口變換器的壽命。

在1.8～2.6 s時(shí)間段，交直流混合微電網(wǎng)中直流負(fù)載變?yōu)?.5 kW，交流負(fù)載為3 kW，直流電源發(fā)出3.24 kW的有功功率，交流電源發(fā)出3.3 kW的有功功率，接口變換器1與接口變換器2分別向交流側(cè)傳遞-180、-90 W有功功率，直流電壓為397.5 V左右，接口變換器1的直流端口頻率歸一化值、交流母線頻率的歸一化值的大小關(guān)系為f2=f1>fdc。

接口變換器1與接口變換器2傳輸有功功率之比為-180…-90≈2…1，且均處于整流模式。說明所提控制策略已經(jīng)消除了直流側(cè)線路電阻的影響，提高了并聯(lián)接口變換器有功功率分配精度。

觀察圖11～圖13可知，采用所提控制策略時(shí)，電壓值一直穩(wěn)定在額定值附近，交流母線頻率可以較為平滑的恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)，并且不存在電壓或者頻率驟降狀態(tài)，同時(shí)傳輸功率也能夠平滑的恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性能。

4 結(jié) 語

本文總結(jié)了傳統(tǒng)的歸一化控制方法存在功率分配精度低、循環(huán)功率、慣量不足等問題，并且分析了問題產(chǎn)生的原因。針對(duì)這些原因，提出了交直流混合微電網(wǎng)并聯(lián)接口變換器的VSG控制策略。最后通過仿真，驗(yàn)證了所提算法的有效性。得出以下結(jié)論：

(1) 所提控制策略能夠消除直流側(cè)線路電阻對(duì)并聯(lián)接口變換器的影響，提高并聯(lián)接口變換器的功率分配精度。

(2) 所提控制策略能夠消除直流側(cè)線路電阻對(duì)并聯(lián)接口變換器的影響，解決接口變化器之間的循環(huán)功率問題，并且提高了并聯(lián)接口變換器的有功功率分配精度，減少了系統(tǒng)和接口變換器的損耗，從而提高接口變換器的壽命。

(3) 所提控制策略能夠在負(fù)荷變化時(shí)為系統(tǒng)提供一定的慣量，不但使頻率、電壓在所允許的范圍內(nèi)波動(dòng)，而且實(shí)際電壓值在額定值附近。