階梯充電自平衡開(kāi)關(guān)電容多電平逆變器

王要強(qiáng)，王昌龍，王凱歌，陳天錦

(1.鄭州大學(xué) 電氣工程學(xué)院，鄭州 450001；2.許繼電源有限公司，河南 許昌 461000)

0 引 言

近年來(lái)，隨著全球環(huán)境問(wèn)題日趨嚴(yán)峻，尋找新式能源來(lái)接替?zhèn)鹘y(tǒng)能源的要求愈發(fā)強(qiáng)烈?？稍偕茉粗械墓饽茏鳛樾率侥茉?，具有易利用性、普遍性等優(yōu)點(diǎn)，成為了分布式發(fā)電的最佳選擇，并得到了廣泛的應(yīng)用[1-2]。分布式發(fā)電中的逆變環(huán)節(jié)作為分布式能源與電網(wǎng)或交流負(fù)載的能源變換接口，起著十分關(guān)鍵的作用[3-5]。相較于傳統(tǒng)的兩電平逆變器，多電平逆變器因其具有能夠輸出近似正弦階梯波形、減小器件電壓應(yīng)力和降低電壓諧波畸變率等優(yōu)點(diǎn)，在分布式發(fā)電領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景[6-8]。

傳統(tǒng)多電平逆變器可以分為三類(lèi)典型結(jié)構(gòu)，即二極管鉗位型[9]、飛跨電容型[10]和H橋級(jí)聯(lián)型[11]。其中，二極管鉗位型多電平逆變器和飛跨電容型多電平逆變器在實(shí)現(xiàn)多電平輸出時(shí)需要使用大量的二極管或者電容進(jìn)行中位點(diǎn)鉗位。因此，逆變器結(jié)構(gòu)通常較為繁雜，并且上述兩種多電平逆變器需要額外的電容電壓平衡控制，進(jìn)一步增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性和逆變器的制造成本；H橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變器通過(guò)使用大量的獨(dú)立直流電源來(lái)達(dá)到輸出多電平的目的，這使得H橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變器在實(shí)際工程的應(yīng)用得到限制。此外，上述傳統(tǒng)多電平逆變器多為降壓型逆變器，在需要升壓的應(yīng)用場(chǎng)合如分布式發(fā)電領(lǐng)域中，光伏發(fā)電裝置的光伏陣列通常為直流低壓源，在并網(wǎng)過(guò)程中需增加升壓環(huán)節(jié)，這將會(huì)增加系統(tǒng)的復(fù)雜性和制造成本[12-13]。為了解決上述逆變器遇到的問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外專(zhuān)家學(xué)者對(duì)逆變器的結(jié)構(gòu)進(jìn)行不斷地優(yōu)化與改進(jìn)，提出了許多新穎的拓?fù)洹ｉ_(kāi)關(guān)電容多電平逆變器由于具有獨(dú)立升壓、電容電壓自平衡、使用器件少等優(yōu)點(diǎn)，適用于具有低電壓輸入源或需要升壓的場(chǎng)合。近年來(lái)，開(kāi)關(guān)電容逆變器在實(shí)際工程中的應(yīng)用得到廣泛的認(rèn)可，在此基礎(chǔ)上，針對(duì)開(kāi)關(guān)電容逆變器拓?fù)涞膭?chuàng)新與改進(jìn)引起了研究人員的青睞。

文獻(xiàn)[14-17]中提出一系列基于開(kāi)關(guān)電容原理的多電平逆變器拓?fù)洌ㄟ^(guò)開(kāi)關(guān)管控制電源與電容的串并聯(lián)完成電能轉(zhuǎn)換與傳遞，可以減少開(kāi)關(guān)器件的使用數(shù)量，但是其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)固定，不利于逆變橋路擴(kuò)展，輸出的電平數(shù)有限。文獻(xiàn)[18-22]提出的開(kāi)關(guān)電容多電平逆變器具有擴(kuò)展性，通過(guò)在拓?fù)渲袛U(kuò)展不同數(shù)目的模塊達(dá)到輸出更多電平的目的，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，使用開(kāi)關(guān)器件少，但也有著明顯的不足。其中，文獻(xiàn)[18-19]需要使用多個(gè)獨(dú)立直流電源產(chǎn)生階梯電壓，其輸出電平數(shù)與輸入電源數(shù)目直接相關(guān)。文獻(xiàn)[20-22]中提出的多電平逆變器需要通過(guò)使用特定電壓比的不對(duì)稱(chēng)電源產(chǎn)生更多的電平數(shù)。

文獻(xiàn)[23]中的可擴(kuò)展開(kāi)關(guān)電容多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用單電源輸入，但半導(dǎo)體功率器件使用較多，結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜，不利于降低系統(tǒng)的制造與運(yùn)行成本。文獻(xiàn)[24-25]提出的單電源可擴(kuò)展開(kāi)關(guān)電容逆變器，結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，易于擴(kuò)展，然而開(kāi)關(guān)電容電路中電容的充電電壓為電源電壓，多級(jí)電壓電平的輸出通過(guò)電源與不同數(shù)目的電容疊加放電來(lái)實(shí)現(xiàn)。因此，隨著擴(kuò)展模塊的增多，能夠增加的電平數(shù)量有限，性?xún)r(jià)比相對(duì)較低。

針對(duì)上述問(wèn)題，提出了一種可擴(kuò)展的模塊化開(kāi)關(guān)電容多電平逆變器，其擴(kuò)展模塊采用雙電容組合，通過(guò)電容模塊的串并聯(lián)轉(zhuǎn)換與電容的階梯充電，在輸出較多電平數(shù)量時(shí)能減少器件的使用，降低系統(tǒng)成本。同時(shí)提出的逆變器具有電容電壓自平衡的優(yōu)點(diǎn)，單電源輸入的特點(diǎn)也拓寬了其應(yīng)用范圍。接下來(lái)，在第1節(jié)中給出逆變器拓?fù)涞囊话憬Y(jié)構(gòu)，然后以?xún)杉?jí)結(jié)構(gòu)的19電平逆變器為例，闡述其工作原理；第2節(jié)給出19電平逆變器的調(diào)制策略，分析了電容參數(shù)與電壓自平衡機(jī)理；第3節(jié)對(duì)所提拓?fù)溥M(jìn)行對(duì)比研究；最后，在19電平逆變器原型機(jī)上進(jìn)行廣泛實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果驗(yàn)證了逆變器的可行性與調(diào)制策略的正確性。

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1給出了所提逆變器的一般拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由雙電容基礎(chǔ)模塊(double capacitor basic module, DCBM)、雙電容子模塊(double capacitor submodule, DCSM)和H橋組成。其中：DCBM由開(kāi)關(guān)管S1～S5、電容C1、電容C2、二極管D0和直流電源Vdc組成；DCSMi由開(kāi)關(guān)管Si1～Si7、二極管Di和電容Ci1與Ci2組成；開(kāi)關(guān)管S01～S04構(gòu)成H橋電路。

圖1 逆變器拓?fù)淇傮w結(jié)構(gòu)Fig.1 General topology of the proposed inverter

在所提拓?fù)渲?，多電平逆變器的輸出電壓是由電源和參與放電的電容疊加而來(lái)的。DCBM與DCSMi中每個(gè)電容在充電時(shí)均與電源并聯(lián)。DCBM中的電容C1、C2被電源充電到Vdc；DCSM1的電容C11、C12由電源和DCBM的電容C1、C2串聯(lián)充電到3Vdc；DCSM2的電容C21和C22由電源和DCBM與DCSM1的電容C1、C2、C11和C12串聯(lián)充電到32Vdc；DCSMi的電容Ci1、Ci2由電源和DCBM與DCSM1～DCSMi-1的電容C11～C(i-1)1、C12～C(i-1)2、C1和C2串聯(lián)充電到3iVdc。由上述分析可知，逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中的電容充電電壓為階梯電壓，通過(guò)設(shè)置合理的開(kāi)關(guān)控制策略和選取放電電容，逆變器能夠?qū)崿F(xiàn)各級(jí)電壓的輸出。同時(shí)，電容的階梯充電以及模塊中雙電容的串聯(lián)疊加使得所提逆變器在擴(kuò)展DCSM時(shí)，能夠輸出更多的電平數(shù)以及更高的輸出電壓增益。假設(shè)逆變器增加的DCSM數(shù)為i，逆變器所需開(kāi)關(guān)管數(shù)(Nswitch)、二極管數(shù)(Ndiode)、電容數(shù)(Ncapacitor)、輸出電壓電平數(shù)(Nlevel)和輸出的最大電壓(Vomax)為：

Nswitch=7i+9,(1)Ndiode=i+1,(2)Ncapacitor=2i+2,(3)Nlevel=3i+1×2+1,(4)Vomax=3i+1Vdc。(5)

由式(4)和式(5)可以看出，所提逆變器在理論上可以通過(guò)DCSM進(jìn)行無(wú)限擴(kuò)展，隨著模塊級(jí)數(shù)的增加，逆變器的輸出電平數(shù)和升壓增益會(huì)隨之增大，其輸出電壓的總諧波失真減小，輸出波形更加接近正弦波形。但隨著逆變器DCSM的擴(kuò)展，逆變器所需的各器件數(shù)量也在增加，并且隨著逆變器輸出電壓增益增大，逆變器開(kāi)關(guān)管的耐壓等級(jí)要求也需要相應(yīng)地提高，在高壓大功率場(chǎng)合會(huì)受到制造成本和器件性能(如電容容值和開(kāi)關(guān)管耐壓)的限制。因此，所提逆變器擴(kuò)展級(jí)數(shù)需要根據(jù)實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)合和器件的性能進(jìn)行計(jì)算，選擇一個(gè)合適的擴(kuò)展級(jí)數(shù)。

1.2 工作原理

圖2給出了所提逆變器在輸出19電平時(shí)的兩級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由16個(gè)開(kāi)關(guān)管、4個(gè)電容、2個(gè)二極管、1個(gè)直流電壓源構(gòu)成。表1給出了19電平逆變器在正半周期輸出不同電平時(shí)功率器件的工作狀態(tài)和電容充放電狀態(tài)，其中C和D分別表示電容處于充電狀態(tài)和電容處于放電狀態(tài)。為簡(jiǎn)化分析，這里假設(shè)所有功率器件的導(dǎo)通電阻可以忽略；電路中電容電壓降可以忽略。以正半周期為例，所提拓?fù)渚唧w工作原理分析如下。

表1 逆變器功率器件工作狀態(tài)及電容狀態(tài)Table 1 Power device operating states and capacitor states of the proposed inverter

圖2 19電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 19-level inverter topology

1)工作模態(tài)1(0)。圖3(a)給出了逆變器輸出電平為0時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S2、S4、S5、S12、S14和S15設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2、C11和C12分別與電源并聯(lián)充電到Vdc，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S03導(dǎo)通，S02與S04關(guān)斷。

2)工作模態(tài)2 (Vdc)。圖3(b)所示逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管工作狀態(tài)與工作模態(tài)1一致，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷，逆變器輸出電平為+Vdc。

3)工作模態(tài)3 (2Vdc)。圖3(c)給出了逆變器輸出電平為+2Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S1、S2、S4、S12、S14和S15設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2并聯(lián)后通過(guò)開(kāi)關(guān)管S1、開(kāi)關(guān)管S2和S4的反并聯(lián)二極管與電源串聯(lián)向負(fù)載供電，電容C11、C12并聯(lián)預(yù)充電到2Vdc，二極管D0反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

4)工作模態(tài)4 (3Vdc)。圖3(d)給出了逆變器輸出電平為+3Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S1、S3、S12、S14和S15設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2串聯(lián)后通過(guò)S1與電源串聯(lián)向負(fù)載供電，電容C11、C12處于并聯(lián)狀態(tài)且均被充電到3Vdc，二極管D0反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

5)工作模態(tài)5 (4Vdc)。圖3(e)給出了逆變器輸出電平為+4Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S2、S4、S5、S11、S12、S14、S16和S17設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2分別與電源并聯(lián)充電到Vdc，電容C11、C12處于并聯(lián)狀態(tài)且通過(guò)S11與電源串聯(lián)向負(fù)載供電，二極管D1反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

6)工作模態(tài)6 (5Vdc)。圖3(f)給出了逆變器輸出電平為+5Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S1、S2、S4、S11、S12、S14、S16和S17設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2并聯(lián)，電容C11、C12并聯(lián)，電源通過(guò)S1和S11與兩級(jí)電容串聯(lián)向負(fù)載供電，二極管D0和D1反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

7)工作模態(tài)7 (6Vdc)。圖3(g)給出了逆變器輸出電平為+6Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S1、S3、S11、S12、S14、S16和S17設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2串聯(lián)，電容C11、C12并聯(lián)，電源通過(guò)S1和S11與兩級(jí)電容串聯(lián)向負(fù)載供電，二極管D0和D1反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

8)工作模態(tài)8 (7Vdc)。圖3(h)給出了逆變器輸出電平為+7Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S2、S4、S5、S11和S13設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2分別與電源并聯(lián)充電到Vdc。電容C11、C12串聯(lián)后通過(guò)S11與電源串聯(lián)向負(fù)載供電，二極管D1反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

9)工作模態(tài)9 (8Vdc)。圖3(i)給出了逆變器輸出電平為+8Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S1、S2、S4、S11和S13設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2并聯(lián)，電容C11、C12串聯(lián)，電源通過(guò)S1和S11與兩級(jí)電容串聯(lián)向負(fù)載供電，二極管D0和D1反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

圖3 逆變器在正半周期不同輸出電平的工作模態(tài)Fig.3 Various operating modes of the inverter with different output level in positive half period

10)工作模態(tài)10 (9Vdc)。圖3(j)給出了逆變器輸出電平為+9Vdc時(shí)的電流回路。此時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管S1、S3、S11和S13設(shè)置為導(dǎo)通，電容C1、C2串聯(lián)，電容C11、C12串聯(lián)，電源通過(guò)S1和S11與兩級(jí)電容串聯(lián)向負(fù)載供電，二極管D0和D1反向截止，全橋電路開(kāi)關(guān)管S01與S04導(dǎo)通，S02與S03關(guān)斷。

在逆變器工作的負(fù)半周期，其開(kāi)關(guān)電容電路中開(kāi)關(guān)管工作原理與正半周期一致。全橋電路中，由開(kāi)關(guān)管S01和S04導(dǎo)通、S02和S03關(guān)斷，改變?yōu)镾02和S03導(dǎo)通、S01和S04關(guān)斷。由于篇幅限制，這里不做贅述。

2.1 調(diào)制策略

多電平逆變器常見(jiàn)調(diào)制策略有消除特定諧波調(diào)制[26]、空間矢量調(diào)制[27]、載波層疊脈寬調(diào)制[28]等?；谒?9電平逆變器工作原理，在載波層疊脈寬調(diào)制的基礎(chǔ)上，使用正弦波作為調(diào)制波，以m倍于調(diào)制波頻率的三角波作為載波，產(chǎn)生基礎(chǔ)脈沖信號(hào)。對(duì)于N電平逆變器來(lái)講，需要N-1個(gè)載波與正弦調(diào)制波進(jìn)行比較。所提19電平逆變器調(diào)制原理如圖4所示，圖中以18個(gè)頻率相同、相位相同、幅值為Ac的三角載波與一個(gè)幅值為Aref的正弦調(diào)制波進(jìn)行比較。調(diào)制比M(0

(6)

圖4中，通過(guò)調(diào)制波與各載波進(jìn)行比較得到一組矩形脈沖信號(hào)u1～u18。通過(guò)表1和逆變器的工作原理可以得到逆變器輸出不同電平時(shí)各個(gè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通或關(guān)斷狀態(tài)。以開(kāi)關(guān)管S3為例，當(dāng)逆變器輸出+3Vdc電平時(shí)，開(kāi)關(guān)管S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，逆變器輸出+4Vdc電平和逆變器輸出+2Vdc電平時(shí)，開(kāi)關(guān)管S3處于關(guān)斷狀態(tài)。如圖4所示，在t2

圖4 19電平逆變器調(diào)制策略原理圖Fig.4 Principle diagram of modulation strategy based on 19-level inverter

(7)

相同的分析方法適用于開(kāi)關(guān)管S3在其余時(shí)間區(qū)間的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)計(jì)算，經(jīng)過(guò)邏輯和的運(yùn)算，可以得到開(kāi)關(guān)管S3在一個(gè)調(diào)制波周期的完整門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。同樣，其余開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)也由此方法得出。根據(jù)逆變器的工作原理，開(kāi)關(guān)管S2與開(kāi)關(guān)管S4，開(kāi)關(guān)管S12與開(kāi)關(guān)管S14，開(kāi)關(guān)管S16與開(kāi)關(guān)管S17驅(qū)動(dòng)邏輯一致，從而可得逆變器開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)邏輯運(yùn)算關(guān)系為：

(8)

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

(18)

2.2 電容分析

開(kāi)關(guān)電容多電平逆變器輸出的各級(jí)電壓由電源電壓和電容電壓串聯(lián)疊加而成，電容電壓紋波的存在會(huì)影響逆變器的輸出電壓波形質(zhì)量。通常較大的電容值能保證較小的電壓紋波，在一定范圍內(nèi)，紋波小能夠減小功率損耗，提高電容利用效率，但較大的電容會(huì)增加系統(tǒng)成本。因此，開(kāi)關(guān)電容逆變器中電容值的確定至關(guān)重要。逆變器中電容參數(shù)的設(shè)計(jì)原則通常遵循電容紋波電壓小于電容額定電壓的10%。電容最大連續(xù)放電量是影響電容紋波電壓的主要因素，由逆變器工作原理和表1可知，同一級(jí)中的電容工作狀態(tài)一致，且在一個(gè)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)電容電路正半周期與負(fù)半周期工作模態(tài)一致。這里僅對(duì)正半周期每一級(jí)中的一個(gè)電容進(jìn)行分析。如圖4中所示，當(dāng)調(diào)制比M=0.95時(shí)，電平變化時(shí)刻t1～t8和t9～t16可分別表示為：

(19)

(20)

式中：fout為逆變器輸出頻率；n=1,2,…,8。

由逆變器工作原理和表1可知，電容C1參與放電的最大時(shí)間區(qū)間為Δt1，電容C11參與放電的最大時(shí)間區(qū)間為Δt2。當(dāng)給定電壓紋波極限值時(shí)，Δt1和Δt2可用于確定滿(mǎn)足要求的電容值。如果QC1是在Δt1期間電容C1釋放的電荷量，QC11是在Δt2期間電容C11釋放的電荷量，則

(21)

(22)

式中Iload為逆變器輸出負(fù)載電流的幅值。當(dāng)電容的電壓紋波允許值分別為0.1VC1和0.1VC11時(shí)，電容C1和C11需要滿(mǎn)足：

(23)

(24)

通過(guò)電容紋波的分析可知，在逆變器的工作中，電容電荷的持續(xù)釋放會(huì)引起電容兩端電壓存在較大差異，當(dāng)電容再次充電時(shí)，電容端電壓的瞬變會(huì)在充電回路中激起尖峰電流。過(guò)大的尖峰電流會(huì)嚴(yán)重?fù)p壞開(kāi)關(guān)管，影響系統(tǒng)的正常運(yùn)行。因此，尖峰電流的大小影響到拓?fù)淦骷倪x擇規(guī)格，造成逆變器制造成本的增加。充電回路中開(kāi)關(guān)管的尖峰電流可以計(jì)算為

(25)

式中：VCmax為電容C的充電電壓；VCmin為電容C充電前的端電壓；rESR為電容C的等效串聯(lián)電阻；rSW和rD分別為充電回路中的開(kāi)關(guān)管和二極管導(dǎo)通內(nèi)阻。

由式(25)可以看出，電容C充電時(shí)引起的尖峰電流受到充電壓差以及功率器件內(nèi)阻的影響。綜上分析可知，選取較大電容值能有效減小電容電壓降，從而減小電容充電時(shí)的尖峰電流。但是，較大的電容會(huì)增加系統(tǒng)成本。因此，應(yīng)在滿(mǎn)足給定的電壓紋波范圍的基礎(chǔ)上，綜合考慮開(kāi)關(guān)管的峰值電流應(yīng)力，選擇合適的電容值和開(kāi)關(guān)管，達(dá)到控制系統(tǒng)成本的目的。

由圖4和逆變器工作原理分析可知，第一級(jí)開(kāi)關(guān)電容電路中的每個(gè)電容均單獨(dú)與電源并聯(lián)充電，在一個(gè)周期內(nèi)做并聯(lián)充電-并聯(lián)放電-串聯(lián)放電的循環(huán)，雙電容始終保持同步的充放電狀態(tài)。第二級(jí)雙電容由電源和第一級(jí)電容串聯(lián)充電且在充電時(shí)保持并聯(lián)狀態(tài)，第二級(jí)的雙電容在一個(gè)周期內(nèi)同樣做并聯(lián)充電-并聯(lián)放電-串聯(lián)放電的循環(huán)。由此，所提拓?fù)涿考?jí)電容均可實(shí)現(xiàn)電容自均壓。

對(duì)所提拓?fù)渑c近年一些文獻(xiàn)的單電源模塊擴(kuò)展逆變器拓?fù)湫阅苓M(jìn)行對(duì)比，在輸出N電平時(shí)，各拓?fù)渌瓒O管數(shù)量、開(kāi)關(guān)管數(shù)量和電容數(shù)量如表2所示。

表2 相同輸出電平N的參數(shù)比較Table 2 Parameters comparison of the same output level N

圖5給出了在輸出N電平時(shí)所提拓?fù)渑c最近提出的知名開(kāi)關(guān)電容逆變器拓?fù)涞膮?shù)比較。從圖5(a)可以看出，所提拓?fù)涫褂玫亩O管數(shù)量小于文獻(xiàn)[22]和文獻(xiàn)[25]所提拓?fù)渲卸O管的使用數(shù)量，盡管文獻(xiàn)[29]所提拓?fù)錄](méi)有使用二極管，從圖5(b)中可以看出文獻(xiàn)[29]中拓?fù)涫褂玫拈_(kāi)關(guān)管數(shù)多于所提拓?fù)?。隨著拓?fù)鋽U(kuò)展級(jí)數(shù)的增加，所提拓?fù)涫褂玫拈_(kāi)關(guān)管數(shù)量和電容數(shù)量較少，相較于文獻(xiàn)[22]、文獻(xiàn)[25]和文獻(xiàn)[29]有著較大的優(yōu)勢(shì)。表3給出了在輸出19電平時(shí)，對(duì)上述拓?fù)溥M(jìn)行的一些具體參數(shù)對(duì)比。

圖5 所提拓?fù)渑c現(xiàn)有拓?fù)湓谳敵鲭娖綌?shù)N時(shí)的比較結(jié)果Fig.5 Results of comparison between the proposed topology and the existing topologies when the output level N

表3中，Ndiode/Nlevel表示使用二極管數(shù)量與輸出電平數(shù)的比值；Nswitch/Nlevel表示使用開(kāi)關(guān)管數(shù)量與輸出電平數(shù)的比值；Ncapacitor/Nlevel表示使用電容數(shù)量與輸出電平數(shù)的比值。其中，比值越小則表明在輸出相同電平數(shù)時(shí)，使用的對(duì)應(yīng)器件數(shù)越少。從表中可以看出，盡管所提19電平逆變器拓?fù)湎噍^于文獻(xiàn)[29]使用了二極管，但在輸出相同電平數(shù)時(shí)，所使用的較少開(kāi)關(guān)管和電容仍具有較大優(yōu)勢(shì)；文獻(xiàn)[22]和文獻(xiàn)[25]所提拓?fù)涫褂幂^多二極管和電容，不利于降低系統(tǒng)成本。表3的比較分析可知，所提逆變器在擴(kuò)展級(jí)數(shù)較低時(shí)仍具有一定的優(yōu)勢(shì)。綜上所述，所提逆變器中采用的雙電容擴(kuò)展模塊相較于傳統(tǒng)單電容擴(kuò)展模塊在減少器件使用、降低系統(tǒng)成本方面有著較大優(yōu)勢(shì)。

表3 輸出19電平時(shí)的參數(shù)比較結(jié)果Table 3 Parameters comparison results at 19 levels

4.1 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

通過(guò)搭建的一臺(tái)逆變器原型機(jī)對(duì)19電平逆變器進(jìn)行穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表4所示。圖6給出了19電平逆變器輸出電壓與負(fù)載電流的實(shí)驗(yàn)波形，在理想情況下，逆變器負(fù)載為純阻性負(fù)載時(shí)，負(fù)載電流波形應(yīng)為階梯波形，與輸出電壓波形保持一致。在實(shí)際中，由于逆變器的多級(jí)擴(kuò)展和線路寄生電感的濾波作用，在一定的程度上會(huì)使得輸出負(fù)載電流的波形呈現(xiàn)出濾波效果。從圖6中可以看出逆變器在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行中能夠輸出具有19個(gè)電平的階梯電壓，其輸出19電平負(fù)載電流波形具有較好的正弦性。

圖6 19電平逆變器輸出電壓與電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms of voltage and current of 19-level inverter

表4 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table 4 Steady-state experimental parameters

圖7為電容電壓實(shí)驗(yàn)波形，從圖中可以看出,電容電壓能夠穩(wěn)定保持預(yù)期電壓值，電壓紋波在設(shè)計(jì)范圍之內(nèi)，驗(yàn)證了逆變器電容電壓的自平衡。圖8給出了逆變器各個(gè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)實(shí)驗(yàn)波形，從圖中可以看到，逆變器驅(qū)動(dòng)信號(hào)實(shí)驗(yàn)波形與調(diào)制策略的設(shè)計(jì)波形一致，進(jìn)一步驗(yàn)證了逆變器調(diào)制策略的正確性。

圖7 電容電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of the capacitor voltage

圖8 開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of switch driving signal

4.2 動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

在19電平逆變器原型機(jī)上，從改變調(diào)制比、改變輸出頻率以及逆變器不同輸出負(fù)載三個(gè)方面對(duì)逆變器的動(dòng)態(tài)性能進(jìn)行分析。

圖9給出了逆變器在調(diào)制比M改變時(shí)，逆變器輸出電壓以及負(fù)載電流實(shí)驗(yàn)波形。在本實(shí)驗(yàn)中，輸入電壓20 V，載波頻率2 000 Hz，負(fù)載電阻300 Ω。圖9(a)中可以看出逆變器調(diào)制比M從0.95切換到0.7時(shí)，逆變器輸出電平數(shù)從19電平切換到15電平；圖9(b)中可以看出調(diào)制比M從0.7切換到0.5時(shí)，逆變器輸出電平數(shù)從15電平切換到11電平；圖9(c)中可以看出調(diào)制比M從0.5切換到0.3時(shí)，逆變器輸出電平數(shù)從11電平切換到7電平；圖9(d)中可以看出調(diào)制比M從0.3切換到0.05時(shí)，逆變器輸出電平數(shù)從7電平切換到3電平。從以上實(shí)驗(yàn)中可以得到，逆變器能夠在全調(diào)制比范圍內(nèi)工作，在調(diào)制比變化時(shí)，其輸出能迅速切換到目標(biāo)狀態(tài)且保持穩(wěn)定。

圖9 逆變器調(diào)制比變化實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms with inverter modulation ratio variations

圖10給出了逆變器在輸出頻率改變時(shí)的輸出電壓以及負(fù)載電流實(shí)驗(yàn)波形。當(dāng)輸入電壓設(shè)置為20 V，載波頻率2 000 Hz，負(fù)載電阻300 Ω，從圖10(a)可以看出，在輸出頻率fout從50 Hz下降到25 Hz時(shí)，逆變器輸出波形能及時(shí)響應(yīng)，系統(tǒng)迅速進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)；圖10(b)為逆變器輸出頻率fout從50 Hz上升到100 Hz時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。上述實(shí)驗(yàn)可以看出逆變器能夠在較大的輸出頻率范圍內(nèi)工作，系統(tǒng)響應(yīng)迅速，穩(wěn)定性較好。

圖10 逆變器輸出頻率變化實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms with inverter output frequency variations

圖11為19電平逆變器在不同負(fù)載切換時(shí)的輸出電壓以及負(fù)載電流實(shí)驗(yàn)波形。在本實(shí)驗(yàn)中，輸入電壓20 V，載波頻率2 000 Hz。從圖11中可以看出在負(fù)載變化時(shí)，逆變器輸出電壓保持不變。逆變器負(fù)載電流隨著負(fù)載的變化相應(yīng)地增大或者減小。上述實(shí)驗(yàn)可以看出逆變器在帶載不同時(shí)輸出電壓能夠保持穩(wěn)定，逆變器負(fù)載電流具有良好的跟隨性。

圖11 逆變器負(fù)載變化實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms with load variations

從上述動(dòng)態(tài)性能實(shí)驗(yàn)可以看出，逆變器對(duì)于調(diào)制比變化、輸出頻率變化、負(fù)載變化響應(yīng)迅速，能夠應(yīng)對(duì)不同的工作狀況，具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

針對(duì)傳統(tǒng)單電源可擴(kuò)展開(kāi)關(guān)電容多電平逆變拓?fù)渲械牟蛔悖嵬負(fù)洳捎秒p電容擴(kuò)展模塊，通過(guò)電容的階梯充電與串聯(lián)疊加以及電容模塊的串并聯(lián)轉(zhuǎn)換，在使用較少開(kāi)關(guān)器件的條件下可以輸出更多的電平數(shù)，同時(shí)具有電容電壓自平衡的優(yōu)點(diǎn)。通過(guò)提出的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與近年提出的單電源模塊擴(kuò)展多電平逆變器拓?fù)涞谋容^分析可知，所提拓?fù)湓跍p少功率器件使用方面具有明顯的優(yōu)勢(shì)。穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)的結(jié)果驗(yàn)證了逆變器的可行性與調(diào)制策略的正確性。