高增益準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)間接矩陣變換器的結(jié)構(gòu)研究

王固萍， 葉培樂， 王斌， 程啟明， 薛育， 魯飛

(1.國網(wǎng)上海市電力公司 經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，上海 200122; 2.上海電力大學(xué) 自動(dòng)化工程學(xué)院，上海 200090)

0 引 言

矩陣變換器由于具有高質(zhì)量的正弦輸入輸出波形、可調(diào)輸入功率因數(shù)、雙向功率流和結(jié)構(gòu)緊湊等優(yōu)點(diǎn)而受到廣泛關(guān)注[1-2]。傳統(tǒng)的直接矩陣變換器(direct matrix converter，DMC)主要缺點(diǎn)是其控制和調(diào)制算法較為復(fù)雜，間接矩陣變換器(indirect matrix converter，IMC)較好地解決了這個(gè)問題。但是，直接或間接矩陣變換器都存在一個(gè)共同的問題，就是電壓傳輸比最高僅為0.866。因此，為了提高電壓傳輸比，很多研究都集中在矩陣變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制方式[3-5]。文獻(xiàn)[6]采用了過調(diào)制的方法來提高電壓傳輸比，但是由于存在輸入電流和輸出電壓低次諧波，而且還需要加入LC濾波電路，導(dǎo)致實(shí)際成本增加。Z源網(wǎng)絡(luò)是解決AC-AC、DC-AC和DC-DC變換器電壓傳輸比受限的有效的方法。在文獻(xiàn)[7-9]中，將準(zhǔn)Z源(quasi Z-source, QZS)網(wǎng)絡(luò)插入間接矩陣變換器中間，得到準(zhǔn)Z源矩陣變換器(quasi Z-source matrix converter, QZS-MC)，可以使電壓增益提高一倍以上，突破了傳統(tǒng)矩陣變換器的電壓增益的限制。許多研究都采用了不同的Z源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和相關(guān)的控制方法，其目的是改變Z源變換器的運(yùn)行狀態(tài)，它們的原理相同[10-19]。文獻(xiàn)[10]中將QZS-MC運(yùn)用模糊邏輯控制應(yīng)用于電機(jī)來進(jìn)行造紙廠的流量控制，從而很好地控制造紙工藝中染料的流動(dòng)。文獻(xiàn)[11-12]將QZS-MC運(yùn)用最優(yōu)控制來調(diào)整調(diào)制系數(shù)與直通占空比之間的相互限制，找到最優(yōu)的直通占空比。文獻(xiàn)[13]用QZS-MC驅(qū)動(dòng)感應(yīng)電動(dòng)機(jī)，利用粒子群優(yōu)化算法來優(yōu)化PI控制，設(shè)計(jì)旋轉(zhuǎn)d-q電流控制方案。文獻(xiàn)[14]將無源控制運(yùn)用到QZS-MC，使得永磁同步電機(jī)能夠穩(wěn)定運(yùn)行。文獻(xiàn)[15]中改變QZS-MC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制技術(shù)，從而降低共模電壓對(duì)電機(jī)的損害。文獻(xiàn)[16]中介紹了QZS-MC的各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、電路分析、調(diào)制方案和應(yīng)用。文獻(xiàn)[17]中，將QZS-MC集成LC濾波器，通過小信號(hào)模型和電路分析，設(shè)計(jì)電壓增益、濾波函數(shù)以及準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所建立的模型、電壓增益分析和參數(shù)設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[18]中，研究QZS-MC的兩種調(diào)制方式，提出一種級(jí)聯(lián)Z源網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法。文獻(xiàn)[19]中將預(yù)測(cè)控制應(yīng)用到QZS-MC模型中，來減少輸出電壓、電流的諧波分量。文獻(xiàn)[20]中，將準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)放置在間接矩陣變換器前面，它能夠提供輸入電壓源連續(xù)電流的特性，還能增加矩陣變換器的電壓增益，同時(shí)Z源網(wǎng)絡(luò)作為輸入濾波器進(jìn)行工作，因此不需要額外的濾波電路。但是這些QZS-MC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及控制方法都存在相同的缺點(diǎn)，也即，為了提高電壓增益，必須增加直通持續(xù)時(shí)間，從而需要降低調(diào)制系數(shù)，但這將導(dǎo)致輸出電壓的質(zhì)量惡化，因此在實(shí)際應(yīng)用中，電壓增益一般不超過3～4倍。

為了解決上述問題，本文提出了一種在一定電壓增益下會(huì)有較小的直通占空比的新型矩陣變換器。它的拓?fù)洳捎脙蓚€(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)和間接矩陣變換器相結(jié)合，從而得到雙準(zhǔn)Z源矩陣變換器(two QZS-MC，TQZS-MC)。其調(diào)制算法的思想是兩個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)之間配合升高電壓，明確直通占空比，從而在不降低輸入輸出波形質(zhì)量的前提下，獲得更高的電壓增益。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該結(jié)構(gòu)不僅存在升高電壓能力，且降低了輸出電流總諧波率 (total harmonic distortion, THD)。

1 間接矩陣變換器和Z源間接矩陣變換器存在問題

1.1 間接矩陣變換器存在問題

間接矩陣變換器是由整流級(jí)和逆變級(jí)構(gòu)成的兩級(jí)變換電路，可以實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)輸入功率因數(shù)，逆變級(jí)調(diào)制系數(shù)不需要修正，整流級(jí)可以實(shí)現(xiàn)零電流換流，以及不需要復(fù)雜的四步換流等優(yōu)點(diǎn)。矩陣變換器輸出電壓與輸入電壓滿足關(guān)系

(1)

式中：uin為三相電源輸入電壓；uout為矩陣變換器輸出電壓；mi、mo分別為整流級(jí)、逆變級(jí)的調(diào)制系數(shù)。

若式(1)中mi=mo=1，則

(2)

1.2 單Z源間接矩陣變換器的存在問題

單Z源間接矩陣變換器是由準(zhǔn)Z源結(jié)構(gòu)與間接矩陣變換器構(gòu)成，因?yàn)閆源網(wǎng)絡(luò)能夠提高電壓能力，克服了矩陣變換器存在最高電壓增益僅為0.866的問題。

單Z源間接矩陣變換器輸出電壓與輸入電壓關(guān)系為

(3)

式中B為升壓因子，其滿足

B=1/(1-2D)。

(4)

式中D為直通占空比。理論上當(dāng)D接近0.5時(shí)，升壓因子B會(huì)趨向于無窮大，但是，直通占空比D與調(diào)制系數(shù)m存在限制關(guān)系，其關(guān)系式為

D+m≤1。

(5)

上式表明D與m之和不大于1。當(dāng)改變直通占空比D，提高電壓增益時(shí)，調(diào)制系數(shù)m要減小，由式(3)可知，實(shí)際電壓增益會(huì)小于理論值。因此，存在的問題為直通占空比D與調(diào)制系數(shù)m的限制關(guān)系會(huì)導(dǎo)致電壓增益不會(huì)超過3～4倍。

2 雙Z源間接矩陣變換器的原理

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為雙Z源間接矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由圖可見，它是由兩個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)和間接矩陣變換器所構(gòu)成。圖中，第1級(jí)為連續(xù)型準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)，放在間接矩陣變換器的前面；第2級(jí)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)放在間接矩陣變換器的中間。這種結(jié)構(gòu)能夠使得三相輸出電壓增益遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)Z源矩陣變換器。

圖1 雙Z源間接矩陣變換器的拓?fù)銯ig.1 Topology of two Z-source indirect matrix converter

2.2 雙Z源間接矩陣變換器的升壓原理

對(duì)雙Z源間接矩陣變換器電路進(jìn)行分析時(shí)，可單獨(dú)分析整流級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)和逆變級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)。

2.2.1 整流級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)

對(duì)于整流級(jí)網(wǎng)絡(luò)，將逆變級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)等效為二端口網(wǎng)絡(luò)。

圖2為雙Z源間接矩陣變換器的整流級(jí)等效電路。由于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為對(duì)稱結(jié)構(gòu)，所以設(shè)每一相電感和電容滿足下面關(guān)系：

(6)

當(dāng)電路工作在非直通狀態(tài)時(shí)，開關(guān)Sx(x=a,b,c)導(dǎo)通，其等效電路見圖2(a)。下面以a相為例推導(dǎo)升壓原理。此時(shí)有：

(7)

當(dāng)電路工作在直通狀態(tài)時(shí)，開關(guān)Sx關(guān)斷，其等效電路見圖2(b)。下面同樣以a相為例，此時(shí)滿足：

(8)

由伏秒平衡原理可知，在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)，Z源電感兩端的平均電壓為0，結(jié)合式(7)、式(8)可得：

(9)

式中Drec為系統(tǒng)工作時(shí)整流級(jí)直通占空比。

由式(4)可得

(10)

即整流級(jí)的升壓因子Brec為

(11)

圖2 雙Z源間接矩陣變換器的整流級(jí)等效電路Fig.2 Rectifier equivalent circuit of two Z-source matrix converter

2.2.2 逆變級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)

對(duì)于逆變級(jí)網(wǎng)絡(luò)，相當(dāng)于一個(gè)Z源逆變器。其等效電路如圖3所示。

當(dāng)?shù)刃щ娐饭ぷ髟诜侵蓖顟B(tài)時(shí)，二極管導(dǎo)通如圖3(a)所示。此時(shí)滿足：

(12)

式中：uL1、uL2和uC1、uC2分別為電感L1、L2和電容C1、C2兩端電壓；UDC為虛擬直流級(jí)輸入電壓；UDC1為虛擬直流級(jí)輸出電壓。

當(dāng)?shù)刃щ娐吩谥蓖顟B(tài)時(shí)，二極管關(guān)斷如圖3(b)所示。此時(shí)有：

(13)

與整流級(jí)網(wǎng)絡(luò)升壓原理一樣，由式(12)、式(13)可推出逆變級(jí)的升壓因子Binv為：

(14)

UDC1=BinvUDC。

(15)

式中Dinv為系統(tǒng)工作時(shí)逆變級(jí)直通占空比。

圖3 雙Z源間接矩陣變換器的逆變級(jí)等效電路Fig.3 Inverter equivalent circuit of two Z-source matrix converter

2.2.3 雙Z源間接矩陣變換器的升壓能力

根據(jù)虛擬整流器輸入輸出功率守恒，有

(16)

從而可得

(17)

其中

(18)

(19)

式中uin為三相輸入電壓ua、ub、uc。

對(duì)于逆變級(jí)而言，其中

(20)

式中：mo為逆變級(jí)調(diào)制系數(shù)；uout為逆變級(jí)輸出電壓uA、uB、uC。由式(15)、式(19)推出下面關(guān)系：

(21)

B=BrecBinv。

(22)

式中B為雙Z源間接矩陣變換器(TQZS-MC)的升壓因子。

在理論上，式(21)表明了雙準(zhǔn)Z源間接矩陣變換器能夠提高輸出電壓。

3 雙Z源間接矩陣變換器的調(diào)制策略

該拓?fù)洳捎秒p空間矢量調(diào)制策略，且整流級(jí)、逆變級(jí)都采用有零矢量的空間矢量調(diào)制。

在整流級(jí)中，6個(gè)雙向開關(guān)可分成兩類空間矢量，輸入電流有效矢量(I1～I(xiàn)6)和零矢量，其中零矢量又可以細(xì)分為直通零矢量和非直通零矢量，如圖4所示。圖中，括號(hào)內(nèi)的數(shù)字按順序代表a、b、c三相橋臂上、下開關(guān)的通斷狀態(tài)，其中：“1”代表上橋臂開關(guān)導(dǎo)通而下橋臂開關(guān)關(guān)斷；“0”表示上下橋臂都關(guān)斷；“-1”表示下橋臂開關(guān)導(dǎo)通而上橋臂開關(guān)關(guān)斷。

圖4 整流級(jí)輸入電流空間矢量分布圖Fig.4 Space vector diagram of front-end rectifier stage

逆變級(jí)同樣存在6個(gè)開關(guān)合成6個(gè)輸出線電壓有效空間矢量(V1～V6)、直通零矢量和非直通零矢量。如圖5所示，括號(hào)里面數(shù)字代表上、下功率開關(guān)的通斷狀態(tài)，其中“1”為上橋臂導(dǎo)通，“0”為下橋臂導(dǎo)通。

圖5 逆變級(jí)輸出電壓空間矢量分布圖Fig.5 Space vector diagram of back-end inverter stage

3.1 整流級(jí)調(diào)制

整流級(jí)調(diào)制是基于輸入電流參考矢量。其中整流級(jí)存在11種開關(guān)狀態(tài)見表1。

表1 整流級(jí)開關(guān)狀態(tài)

假設(shè)輸入電流參考矢量Iref在第1扇區(qū)，與第1扇區(qū)相近的兩個(gè)有效矢量I1和I6合成，如圖4所示。設(shè)dα、dβ、d0.rec、dst.rec分別為整流級(jí)矢量I6、I1、I0、Id的占空比，則有

Iref=dαI6+dβI1。

(23)

其中相應(yīng)占空比滿足[13]：

(24)

將所有零矢量全部作為直通零矢量，也可以滿足增壓控制，從而使占空比變?yōu)椋?/p>

(25)

式中：θi為輸入電流矢量角；mi為輸入電流矢量調(diào)制系數(shù)，它滿足0≤mi≤1。

3.2 逆變級(jí)調(diào)制

逆變級(jí)調(diào)制是基于電壓參考矢量。逆變級(jí)有6個(gè)有效矢量、兩個(gè)非直通零矢量以及3個(gè)直通零矢量，所對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)見表2。

表2 逆變級(jí)開關(guān)狀態(tài)

采用簡(jiǎn)單升壓策略實(shí)現(xiàn)整流級(jí)的零電流換流。假設(shè)參考輸入線電壓Vref在第1扇區(qū)，相鄰兩個(gè)有效空間矢量為V1和V6，Vref可由矢量V1和V6合成，如圖5所示，其表達(dá)式為

Vref=dmV6+dnV1。

(26)

相鄰電壓有效矢量占空比計(jì)算為：

(27)

式中：θV為輸出電壓矢量角；mo為輸出電壓矢量調(diào)制系數(shù)，它滿足0≤mo≤1；dm、dn、d0.inv、dst.inv分別為逆變級(jí)矢量V6、V1、V0、Vd的占空比。

將整流級(jí)直通占空比dst.rec按照式(13)表示，進(jìn)一步推導(dǎo)可得

(28)

其中θi滿足0≤θi≤π/3，那么dst.rec應(yīng)滿足

(29)

若設(shè)定mi=mo=0.8，Dinv=0.1，則dst.rec取值范圍為0.2≤dst.rec≤0.3。那么整流級(jí)升壓因子Brec應(yīng)滿足1.67≤Brec≤2.5，則B應(yīng)滿足2.087 5≤B≤3.125，這遠(yuǎn)大于單Z源矩陣變換器升壓因子。

3.3 開關(guān)序列組合

因?yàn)槊總€(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均輸入和輸出功率相等，并且輸入和輸出的開關(guān)模式之間需要精確的協(xié)調(diào)。因此整流級(jí)和逆變級(jí)的切換不能獨(dú)立完成，必須計(jì)算開關(guān)模式的精確組合，來分配停留的時(shí)間和開關(guān)動(dòng)作順序。相應(yīng)的開關(guān)序列占空比可以通過以下方式計(jì)算：

(30)

式中：dαm、dαn、dαst.inv、dα0.inv、dβm、dβn、dβst.inv和dβ0.inv為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不同輸出電壓矢量的占空比。其中電壓矢量占空比要滿足

dαm+dαn+dαst.inv+dα0.inv+dβm+dβn+dβst.inv+dβ0.inv=1。

(31)

對(duì)于整流級(jí)，開關(guān)組合為Ist-Iα-Ist-Ist-Iβ-Ist，因此，每一個(gè)Ist所對(duì)應(yīng)dst.rec/4，Iα、Iβ對(duì)應(yīng)占空比dα、dβ；對(duì)于逆變級(jí)，開關(guān)組合為V0-Vst-Vm-Vst-Vn-Vst-V0-V0-Vst-Vn-Vst-Vm-Vst-V0，V0對(duì)應(yīng)占空比分別為dα0.inv/2、dβ0.inv/2,Vst對(duì)應(yīng)占空比分別為dαst.inv/3、dβst.inv/3，Vm對(duì)應(yīng)占空比分別為dαm、dβm,Vn對(duì)應(yīng)占空比分別為dαn、dβn。如圖6 所示。

圖6 雙空間矢量配合的開關(guān)時(shí)序圖Fig.6 Switching sequence diagram of two space vector

4 實(shí)驗(yàn)分析

為了說明所提出的雙Z源間接矩陣變換器的升壓能力大小，在實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中對(duì)傳統(tǒng)的間接矩陣變換器、單Z源的間接矩陣變換器、雙Z源的間接矩陣變換器共3種系統(tǒng)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)對(duì)比，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表3所示。在實(shí)驗(yàn)中，間接矩陣變換器采用空間矢量調(diào)制，其中調(diào)制系數(shù)設(shè)置為mi=mo=0.8。

表3 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

圖7為三相交流電源的a相電壓和輸入電流THD。由圖可見，三相電源a相的輸出相電壓為50 V，a相輸入電流的總諧波率THD為23.84%。

圖7 三相交流電源實(shí)驗(yàn)波形 Fig.7 Experimental waveform of three-phase AC power supply

4.1 傳統(tǒng)的間接矩陣變換器調(diào)制

傳統(tǒng)的間接矩陣變換器的最大升壓增益僅為0.866。圖8為間接矩陣變換器(IMC)的實(shí)驗(yàn)波形。其中，圖8(a)、(b)、(c)、(d)分別為間接矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見，與圖7的輸入a相電壓相比，沒有升壓能力，反而降低了輸入電壓，由于矩陣變換器前加入LC濾波器，輸出的電流總諧波率降為16.69%，降低了輸入a相的電流諧波。

圖8 IMC實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveform of IMC

4.2 單Z源間接矩陣變換器調(diào)制

將單個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)與間接矩陣變換器結(jié)合，得到準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)矩陣變換器(QZS-MC)，它能夠有效地提高電壓增益。其中分為兩種情況，一為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前面[16]，二為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在逆變級(jí)前面。其中直通占空比D都設(shè)置為0.1，則升壓因子B=1.25。調(diào)制系數(shù)mi=mo=0.8。其他條件與MC調(diào)制相同。當(dāng)調(diào)制系數(shù)不同時(shí)，由于直通占空比與調(diào)制系數(shù)之間限制關(guān)系，從而改變直通占空比D大小，會(huì)導(dǎo)致輸出電壓不能達(dá)到預(yù)期效果。

4.2.1 準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前

圖9為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前的QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形其中，圖9(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見，QZS-MC的輸出電壓會(huì)有明顯的升高，A相輸出電壓穩(wěn)定時(shí)，最高電壓約為70 V，輸出線電壓最高約為120 V，相比輸入的a相電壓50 V，電壓增益近似為1.4，符合理論研究所得到的升壓因子B=1.25。而且輸出電流總諧波率為14.32%，降低了輸入電流總諧波率。因此，QZS-MC調(diào)制要比MC調(diào)制較好，能夠提高電壓增益，降低輸入電流諧波。

圖9 QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形 Fig.9 Experimental waveform of QZS-MC

4.2.2 準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在逆變級(jí)前

圖10為當(dāng)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在逆變級(jí)前的QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形，其中，圖10(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見，直流側(cè)輸出電壓最高可以為80 V，從而可以推出，準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)可以提高直流側(cè)電壓，進(jìn)一步QZS-MC可以獲得大于1的電壓增益，克服了傳統(tǒng)矩陣變換器的缺點(diǎn)，此時(shí)輸出電流諧波率為8.08%，降低了輸入電流的諧波。

圖10 QZS-MC(中間)實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveform of QZS-MC(middle)

4.2.3 單Z源間接矩陣變換器的升壓?jiǎn)栴}

下面以Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前為例來說明單Z源間接矩陣變換器的升壓?jiǎn)栴}。

理論上，若要輸出電壓升高到3～4倍，則直通占空比D要在0.333～0.475，由于調(diào)制系數(shù)的限制，所以調(diào)制系數(shù)需要修改，設(shè)置mi=0.6，mo=0.8，其他參數(shù)不變，實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。由圖可知，當(dāng)升壓因子大于4以后，輸出電壓和輸出電流波形會(huì)出現(xiàn)振蕩；輸出電流THD為41.33%，說明輸出電流產(chǎn)生大量諧波，會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染，不能應(yīng)用于電網(wǎng)的集成。

圖11 調(diào)制系數(shù)不同時(shí)QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveform of QZS-MC when modulation factor is different

對(duì)于兩種單Z源間接矩陣變換器調(diào)制，突破了傳統(tǒng)矩陣變換器最大電壓增益0.866，但是由于調(diào)制系數(shù)限制，導(dǎo)致升壓能力有限，電壓增益不高。

4.3 提出的雙Z源間接矩陣變換器調(diào)制

1)整流級(jí)、逆變級(jí)的調(diào)制系數(shù)相同時(shí)。

當(dāng)調(diào)制系數(shù)相同時(shí)，即mi=mo=0.8，直通占空比Dinv=0.1時(shí)，圖12為雙Z源間接矩陣變換器(TQZS-MC)結(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)波形。其中，圖12(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見，當(dāng)三相輸入相電壓為50 V，逆變級(jí)直通占空比為0.1時(shí)，A相輸出最高電壓可為136 V，將電壓增益提高了2.7倍，能夠避免調(diào)制系數(shù)的限制，而且輸出電流諧波率為4.16%，降低輸出電流諧波。

圖12 調(diào)制系數(shù)相同時(shí)雙準(zhǔn)Z源矩陣變換器 (TQZS-MC)實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveform of TQZS-MC when modulation factor is same

2)整流級(jí)、逆變級(jí)的調(diào)制系數(shù)不同時(shí)。

當(dāng)調(diào)制系數(shù)不同時(shí)，即mi=0.8、mo=0.7，且直通占空比Dinv=0.2時(shí)，圖13為雙Z源間接矩陣變換器(TQZS-MC)結(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)波形。其中，圖13(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由于調(diào)制系數(shù)與直通占空比存在的限制，因此將調(diào)制系數(shù)設(shè)置為mi=0.8、mo=0.7，根據(jù)式 (11)、(14)、(22)、(29)可推出升壓因子B的范圍為2.788 9≤B≤4.175，突破了單Z源間接矩陣變換器升壓因子不能提高3～4倍的限制。由圖可見，當(dāng)輸入電壓為50 V時(shí)，A相輸出最高電壓可達(dá)到203 V，電壓增益提高了4.06倍，理論上升壓在設(shè)定范圍內(nèi)，而且輸出電流諧波率為3.64%，同時(shí)降低了輸出諧波含量。

圖13 調(diào)制系數(shù)不同時(shí)雙準(zhǔn)Z源矩陣變換器 (TQZS-MC)實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveform of TQZS-MC when modulation factor is different

通過上面將雙Z源矩陣變換器與傳統(tǒng)的間接矩陣變換器、單Z源間接矩陣變換器兩種結(jié)構(gòu)以及改變參數(shù)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)比較，可以看出，在相同的實(shí)驗(yàn)條件下，3種不同結(jié)構(gòu)調(diào)制都能減少諧波含量，但是在單Z源間接矩陣變換器調(diào)制中，調(diào)制系數(shù)過低時(shí)，會(huì)導(dǎo)致輸出諧波增多，不利于電網(wǎng)的集成。與其它兩種結(jié)構(gòu)調(diào)制不同，雙Z源間接矩陣變換器調(diào)制能夠?qū)㈦妷涸鲆嫣岣?～4倍及其以上，解決了其他結(jié)構(gòu)調(diào)制的升壓能力不足問題。

5 結(jié) 論

本文提出了一種雙Z源間接矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它是將兩個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)與間接矩陣變換器結(jié)合，在直通占空比有限的情況下，能夠獲得很高的電壓增益。其中兩個(gè)準(zhǔn)Z源分別放在整流級(jí)前和逆變級(jí)前。針對(duì)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在理論上推導(dǎo)出電壓增益公式，選擇正確的開關(guān)組合順序，并通過對(duì)比實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性和優(yōu)越性。通過本文分析與實(shí)驗(yàn)可得到結(jié)論如下：

1)雙Z源間接矩陣變換器能夠避開調(diào)制系數(shù)的限制，從而可以將電壓傳輸比達(dá)到甚至高于4，從而能夠提高輸出電壓；

2)雖然增加的電容和電感以及系統(tǒng)結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜，但是額外的輸入Z源網(wǎng)絡(luò)可以當(dāng)作輸入濾波器，使得這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不再需要單獨(dú)的輸入濾波器，從而一定程度上簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。