適用于MMC的最近電平與載波移相調(diào)制策略對(duì)比研究

鄧雪松 劉淼睿

摘 要 對(duì)應(yīng)用于MMC-HVDC系統(tǒng)的最近電平、載波移相兩種調(diào)制策略的原理進(jìn)行了分析。利用PSCAD仿真軟件，根據(jù)MMC的數(shù)學(xué)原理建立系統(tǒng)模型，研究了不通的調(diào)制算法的參數(shù)變化對(duì)系統(tǒng)的影響。通過(guò)改變電平數(shù)和頻率大小的參數(shù)，對(duì)系統(tǒng)輸出的諧波含量影響進(jìn)行了對(duì)比，得到了不同調(diào)制策略中，輸出諧波大小均與電平數(shù)及頻率之間的關(guān)系，為系統(tǒng)應(yīng)用的算法及參數(shù)選擇提供了參考依據(jù)。

關(guān)鍵詞 模塊化多電平換流器（MMC）;最近電平;載波移相

引言

在MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，子模塊著串聯(lián)的越多，輸出的波形與正弦波的接近程度越高，因此諧波含量越低，無(wú)須額外的電感作為濾波器，因此，在柔直領(lǐng)域得到了廣泛關(guān)注。由于電平數(shù)增高后，系統(tǒng)的調(diào)制算法變得越來(lái)越復(fù)雜，對(duì)運(yùn)算系統(tǒng)的要求更好。在實(shí)際工程中，根據(jù)不同調(diào)制策略的優(yōu)缺點(diǎn)，選取不同的調(diào)制策略應(yīng)用于不同電平數(shù)的MMC-HVDC系統(tǒng)[1]。

1MMC-HVDC的調(diào)制策略

當(dāng)MMC系統(tǒng)的電平數(shù)的參數(shù)選擇很高時(shí)， 在考慮電容均壓的情況下，PWM調(diào)制方式的運(yùn)算量激增，不適用于MMC-HVDC系統(tǒng)。因此，對(duì)于高電平數(shù)的MMC系統(tǒng)，多采用的調(diào)制方式分為兩種，一種是基于載波的PWM，另一種是排序法。目前，最近電平調(diào)制（NLM）和載波移相調(diào)制（CPS-PWM）應(yīng)用得較多[2-6]。

1.1 最近電平調(diào)制策略

MMC換流器可輸出N+1個(gè)電平（N為子模塊數(shù)）0。當(dāng)N較大時(shí)，普遍采用最近電平調(diào)制?？墒沟脫Q流器輸出的電壓波形與正弦波更加相近，降低開(kāi)關(guān)頻率，減小系統(tǒng)運(yùn)算量。

設(shè)us（t）為MMC換流器輸出的交流電壓，子模塊電容電壓為。若MMC上、下橋臂分別有N個(gè)子模塊， 則任一時(shí)刻，MMC系統(tǒng)上、下橋臂投入的子模塊推導(dǎo)如下：

式（1）中，INT（x）表示交流電壓與電容電壓的比值取整。每個(gè)橋臂投入的子模塊個(gè)數(shù)與有關(guān)。輸出波形如圖1所示：

由于直流電壓與之間滿足：

在不考慮電容均壓的影響下， NLM的調(diào)制方法采用排序法，理論上調(diào)制頻率可以為基波頻率，因此，在電平數(shù)增加后，與PWM調(diào)制相比，調(diào)制頻率大大降低了。

1.2 載波移相調(diào)制策略

在多電平領(lǐng)域，多采用載波移相調(diào)制，其特點(diǎn)對(duì)于電平數(shù)很多的MMC-HVDC來(lái)說(shuō)非常適合。CPS-PWM的優(yōu)點(diǎn)在于，雖然實(shí)際頻率很低，但在系統(tǒng)中的等效開(kāi)關(guān)頻率可以達(dá)到很高，原理如下：

若每組載波之間的移相角度θ與子模塊個(gè)數(shù)N之間滿足：

式中，N為每個(gè)橋臂的子模塊個(gè)數(shù)。本文用五電平的MMC換流器的一相作進(jìn)行說(shuō)明。每個(gè)橋臂的子模塊數(shù)為4個(gè)，4個(gè)三角載波之間的相角差為2π/4，4個(gè)載波分別與同一個(gè)正弦波比較，得到調(diào)制波如圖2所示。

圖2中，輸出電壓為子模塊電壓的N倍，相當(dāng)于等效開(kāi)關(guān)頻率為N倍，設(shè)FR的關(guān)系為

其中，代表系統(tǒng)的基波頻率，代表系統(tǒng)的載波頻率。

也就是說(shuō)，采用CPS-SPWM可以等效實(shí)現(xiàn)更高的開(kāi)關(guān)頻率。而高開(kāi)關(guān)頻率帶來(lái)的是諧波含量的下降。

2仿真驗(yàn)證

2.1 電平數(shù)與諧波關(guān)系影響仿真

NLM調(diào)制下，輸出電壓與 us（t）相差不超過(guò)±uc/2之內(nèi)。當(dāng)系統(tǒng)確定后，直流側(cè)電壓保持不變，電平數(shù)與uc為反比例關(guān)系，因此階梯波電壓與調(diào)制波的差值也就越小。

CPS-PWM調(diào)制下，開(kāi)關(guān)頻率滿足關(guān)系式：

因此通過(guò)電平數(shù)越大，得到諧波含量更低的輸交流電壓的同時(shí)，等效開(kāi)關(guān)頻率就越高，相當(dāng)于變相降低了開(kāi)關(guān)頻率。

利用PSCAD軟件對(duì)兩種調(diào)制策略進(jìn)行了仿真。得到了電平數(shù)N與交流側(cè)階梯波電壓諧波含量之間的關(guān)系，如圖3所示

從圖3可以看出，在N較小時(shí)，兩種調(diào)制策略下諧波含量均在10%以上， NLM的THD更高一些，若改變電平數(shù)參數(shù)使其增大時(shí)，諧波含量開(kāi)始下降。當(dāng)增大到20后，NLM與CPS-PWM對(duì)應(yīng)的諧波含量相比，差值減小。

2.2 開(kāi)關(guān)頻率與諧波關(guān)系影響仿真

分別對(duì)兩種調(diào)制策略下輸出電壓諧波含量與頻率的關(guān)系進(jìn)行仿真。

（1）除頻率參數(shù)外，在PSCAD中搭建仿真模型仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4中，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率f的值在1000至 3000Hz的區(qū)間內(nèi)時(shí)，隨著f的增加，諧波含量下降，且下降幅度明顯。當(dāng)f大于3000后，諧波含量變化幅度很小，說(shuō)明頻率對(duì)諧波的改善影響作用已不明顯。

（2）通過(guò)仿真得到CPS開(kāi)關(guān)頻率與諧波之間的關(guān)系，得到仿真結(jié)果，如圖5所示。

從圖5可以看出，當(dāng)f小于250Hz時(shí)，隨著f增大，諧波含量急劇下降;當(dāng)f小于250Hz，隨著f增大，諧波含量變化很小。因此采用載波移相調(diào)制時(shí)，需選取合適的FR。

3結(jié)束語(yǔ)

從以上仿真結(jié)果可以看出，在最近電平和載波移相調(diào)制策略下，其諧波含量均與電平數(shù)及頻率有關(guān)。

隨著電平數(shù)N增大，諧波含量降低，但當(dāng)電平數(shù)達(dá)到一定程度時(shí)，N的增加對(duì)THD的影響較小。

對(duì)于頻率參數(shù)的影響而言，在頻率較低時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率參數(shù)對(duì)諧波的影響更大，當(dāng)頻率較高后，開(kāi)關(guān)頻率參數(shù)的變化對(duì)諧波的影響迅速減弱。

參考文獻(xiàn)

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[6] 鄧雪松. 基于模塊化多電平的柔性直流輸電控制策略研究[D]. 成都：西南交通大學(xué)，2014.

作者簡(jiǎn)介

鄧雪松（1988-），男，職稱：工程師，現(xiàn)就職單位：國(guó)網(wǎng)四川省電力公司樂(lè)山供電公司，研究方向：電力規(guī)劃與項(xiàng)目前期管理，柔性直流輸電控制策略。