H橋多電平逆變器的新型調(diào)制

胡文華, 譚光輝, 章超凡

(華東交通大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院, 江西 南昌 330013)

多電平逆變器因其電壓變化率低、諧波特性好[1-2]而逐漸成為電力電子領(lǐng)域研究的熱點,目前被廣泛應(yīng)用于電機驅(qū)動[3-5]、柔性交流輸電[6]、新能源發(fā)電[7-8]和靜止無功補償器[9-10]等領(lǐng)域.

應(yīng)用于級聯(lián)H橋(CHB)[11]多電平逆變器的常用調(diào)制方法有載波移相調(diào)制(CPS-PWM)[12]、載波層疊調(diào)制(LS-PWM)[13]、特定諧波消除法(SHE)[14]和空間矢量調(diào)制法(SVM)[15],其中載波層疊調(diào)制根據(jù)載波相位的不同又可分為同相層疊(PD)[16]、正負反相層疊(POD)[17]和相鄰反相層疊(APOP)[18].

相比于載波移相調(diào)制,同相層疊PD調(diào)制開關(guān)損耗更低且輸出線電壓諧波特性更好,但級聯(lián)單元間的輸出功率不均衡,從而引起級聯(lián)單元間充放電不平衡、直流電源利用率不一致、增加系統(tǒng)維護成本.為了解決PD調(diào)制法單元間功率不均衡這個問題,陳沖等[19]提出一種基于控制度組合的新調(diào)制策略,通過對載波在縱軸方向排列方式的調(diào)整,實現(xiàn)了逆變器單元間功率的基本均衡,但輸出電壓總的諧波畸變率還是較大.Tolbert等[20]通過對調(diào)制波的周期輪換來解決功率不均衡問題,但有調(diào)制比須小于0.5的限制.Angulo等[21]利用輸出電壓冗余特性,將CHB輸出電壓在每個周期中分為多個部分,再由各單元輪流輸出,改善了功率不均衡問題,實現(xiàn)了單元間的充電與放電間的平衡,但僅適用在低調(diào)制比的情況下.李繼華等[22]提出一種矢量控制方法,融合載波移相與同相層疊兩者優(yōu)點,進行電壓矢量重構(gòu)調(diào)整,實現(xiàn)了CHB功率均衡,但所用方法復(fù)雜,輸出電平多時控制難度大.

本文以四單元級聯(lián)H橋多電平逆變器為研究對象,提出一種新的優(yōu)化調(diào)制策略,使得逆變器各單元的輸出功率均衡,且開關(guān)管的最高開關(guān)頻率降為原來的1/2,降低了開關(guān)損耗；優(yōu)化調(diào)制策略比傳統(tǒng)PD調(diào)制需要的三角載波數(shù)量更少,調(diào)制更簡單.

1 逆變器拓撲及其PD調(diào)制策略

1.1 四單元級聯(lián)逆變器拓撲

如圖1所示為四單元級聯(lián)H橋逆變器拓撲結(jié)構(gòu),每個單元都有獨立的直流電壓源供電,圖中四個直流電壓源電壓相等,都為E,各單元交流側(cè)輸出電壓滿足：

Vo=Vo1+Vo2+Vo3+Vo4

(1)

本文定義CHB四個單元的狀態(tài)函數(shù)Kij為

(2)

式中:j=1代表單元左側(cè)開關(guān)管;j=2表示右側(cè)開關(guān)管.

各單元交流側(cè)輸出電平Voi與狀態(tài)函數(shù)Kij有如下關(guān)系:

(3)

設(shè)開關(guān)函數(shù)Ki=Ki1-Ki2,則式(3)對應(yīng)的另一種形式為

(4)

從而Voi=EKi,逆變器的輸出電壓為

(5)

表1是不同開關(guān)函數(shù)下對應(yīng)的逆變器輸出電壓，可知四單元混合級聯(lián)H橋逆變器的輸出電壓Vo有±4E、±3E、±2E、±E和0 共九種電平.

表1 不同開關(guān)函數(shù)下的輸出電壓Tab.1 The output voltage corresponding to different switching functions

為了避免引起能量環(huán)流,表1中去掉了Voi電壓極性相反的狀態(tài).從表1中可以看出,輸出電壓的電平可由超過一種的開關(guān)狀態(tài)實現(xiàn),這種冗余開關(guān)狀態(tài)使得逆變器的開關(guān)方式設(shè)計變得更加靈活.

1.2 PD調(diào)制策略

對于傳統(tǒng)PD調(diào)制策略,m電平的H橋級聯(lián)逆變器,需要(m-1)個三角載波,而對于九電平四單元CHB逆變器,需要8個三角載波.傳統(tǒng)PD調(diào)制策略的原理如圖2所示,Vc1～Vc8為8個相位和頻率都相同的三角載波,即同相層疊三角載波,各個H橋單元對應(yīng)的一對三角載波在X軸兩側(cè)以對稱形式分布,調(diào)制波Vref的表達式為

Vref=4Msinωt

(6)

式中：M為調(diào)制比.

傳統(tǒng)PD調(diào)制法中開關(guān)頻率可分為平均開關(guān)頻率和最高開關(guān)頻率,其最高開關(guān)頻率與載波頻率相等,而平均開關(guān)頻率按每個周期來計算可定義為

fa=hfm

(7)

式中：h為開關(guān)管在一個周期內(nèi)產(chǎn)生的脈沖數(shù)目；fm是調(diào)制波頻率.載波移相調(diào)制法的最大開關(guān)頻率和平均開關(guān)頻率相等,都等于載波頻率,在PD調(diào)制法中,最大開關(guān)頻率與平均開關(guān)頻率并不相等.例如圖2所示,調(diào)制波頻率為50 Hz,載波頻率為1 050 Hz,四個單元的最高開關(guān)頻率都為1 050 Hz,單元1、2、3、4的開關(guān)管在每個周期產(chǎn)生脈沖數(shù)目分別為4、2、2、1,按照式(7)可得四個單元的開關(guān)管對應(yīng)的平均開關(guān)頻率分別為200、100、100、50 Hz,從而可以知道傳統(tǒng)PD調(diào)制法的各單元的平均開關(guān)頻率顯著不同,而這種差異會隨著載波比的增大而加劇.

傳統(tǒng)PD調(diào)制法在同等條件下的輸出電壓波形在諧波特性方面最優(yōu),但各單元開關(guān)管的平均開關(guān)頻率的不同會導(dǎo)致各單元發(fā)熱不均勻及開關(guān)損耗不同,從而影響逆變器的可靠性和壽命,與此同時各單元的輸出功率的不均衡會使得逆變器的直流電源利用率不一致并存在充放電不平衡的問題,因此有必要對傳統(tǒng)PD調(diào)制策略進行一定的優(yōu)化.

2 對傳統(tǒng)PD調(diào)制策略的優(yōu)化調(diào)制

對于上述存在的問題,本文提出一種新的調(diào)制策略,新調(diào)制策略對傳統(tǒng)PD調(diào)制進行了優(yōu)化,使得最高開關(guān)頻率降為原來的一半,從而減少開關(guān)損耗,且全部開關(guān)管的工作頻率相同,各單元輸出功率均衡,散熱分布均勻,新調(diào)制策略有比載波移相調(diào)制法更好的輸出波形質(zhì)量.

先對調(diào)制波的波形幅值進行調(diào)整,調(diào)整公式為

(8)

式中：Vm為調(diào)整后的調(diào)制波,波形調(diào)整原理見圖3,這樣三角載波的數(shù)量由原來8個減少到1個,設(shè)置新三角載波頻率為原三角載波頻率的一半.

圖4是對傳統(tǒng)PD調(diào)制策略進行一次優(yōu)化后的調(diào)制原理圖,各單元的開關(guān)管控制原理為當(dāng)調(diào)制波Vm>Vc時,開關(guān)管K11導(dǎo)通；-Vm>Vc時,K12導(dǎo)通；初始調(diào)制波Vref>3時,K41導(dǎo)通；Vref<-3時,K42導(dǎo)通；初始調(diào)制波Vref>2時,K21導(dǎo)通；Vref<-2時,開關(guān)管K22導(dǎo)通；初始調(diào)制波Vref>1時,K31導(dǎo)通；Vref<-1時,K32導(dǎo)通.

圖4的輸出電壓波形與圖2基本一致,所以兩種方法的逆變器的等效開關(guān)頻率基本相同,由于載波頻率降為原來的一半,所以逆變器的最高工作頻率也降為了原來的一半,各單元各自的四個開關(guān)管頻率一致.在同時實現(xiàn)逆變器輸出九電平的條件下,傳統(tǒng)PD調(diào)制法需要1個調(diào)制波和8個三角載波,而新調(diào)制策略只需要1個三角載波和2個調(diào)制波,故一次優(yōu)化調(diào)制策略需要的三角載波數(shù)量更少,使得調(diào)制更加簡單.但由于一次優(yōu)化調(diào)制策略中只有單元1的控制是載波調(diào)制,而單元2、3、4開關(guān)管的控制是階梯波調(diào)制,所以各單元之間的開關(guān)頻率還是差異較大,這樣就還存在單元之間的功率不均衡和各單元間的開關(guān)損耗不均的問題,為了解決這種問題,本文在一次優(yōu)化調(diào)制的基礎(chǔ)上提出了一種基于四分之一周期輪換的功率均衡控制方法,其調(diào)制原理如圖5所示.

如圖5所示,把調(diào)制波在一個周期中分成4個區(qū)域,各區(qū)域采用4種不同的調(diào)制方式分別進行循環(huán)調(diào)制,4種調(diào)制方式如下：

方式Ⅰ:調(diào)制波Vm>Vc時,K11導(dǎo)通,否則關(guān)斷；-Vm>Vc時,K12導(dǎo)通，否則關(guān)斷；初始調(diào)制波Vref>3時,K21導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref<-3時,K22導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref>2時,K31導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref<-2時,K32導(dǎo)通；Vref>1時,K41導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref<-1時,K42導(dǎo)通,否則關(guān)斷.

方式Ⅱ:初始調(diào)制波Vref>1時,K11導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref<-1時,K12導(dǎo)通，否則關(guān)斷；Vm>Vc時,K21導(dǎo)通；-Vm>Vc時,K22導(dǎo)通；Vref>3時,K31導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref<-3時,K32導(dǎo)通；Vref>2時,K41導(dǎo)通；Vref<-2時,K42導(dǎo)通,否則關(guān)斷.

方式Ⅲ：初始調(diào)制波Vref>2時,K11導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref<-2時,K12導(dǎo)通；Vref>1時,K21導(dǎo)通；Vref<-1時,K22導(dǎo)通；調(diào)制波Vm>Vc時,K31導(dǎo)通；-Vm>Vc時,K32導(dǎo)通；Vref>3時,K41導(dǎo)通；Vref<-3時,K42導(dǎo)通,否則關(guān)斷.

方式Ⅳ:初始調(diào)制波Vref>3時,K11導(dǎo)通,否則關(guān)斷；Vref<-3時,K12導(dǎo)通；Vref>2時,K21導(dǎo)通；Vref<-2時,K22導(dǎo)通；Vref>1時,K31導(dǎo)通；Vref<-1時,K32導(dǎo)通；Vm>Vc時,K41導(dǎo)通；-Vm>Vc時,K42導(dǎo)通,否則關(guān)斷.

如圖5所示,4個區(qū)域間的調(diào)制波存在對稱性,所以當(dāng)載波頻率遠遠大于調(diào)制波頻率時,開關(guān)管驅(qū)動脈沖寬度將與單元輸出電壓脈沖寬度近似一致.設(shè)在方式Ⅰ下4個單元產(chǎn)生的驅(qū)動脈沖信號為Gq1、Gq2、Gq3、Gq4，方式Ⅱ下4個單元產(chǎn)生的驅(qū)動脈沖信號為Gq4、Gq1、Gq2、Gq3，方式Ⅲ下4個單元產(chǎn)生的驅(qū)動脈沖信號為Gq3、Gq4、Gq1、Gq2，方式Ⅳ下4個單元產(chǎn)生的驅(qū)動脈沖信號為Gq2、Gq3、Gq4、Gq1.設(shè)級聯(lián)多電平逆變器采用的脈沖驅(qū)動信號Gq1、Gq2、Gq3、Gq4對應(yīng)的4個單元輸出電壓脈沖為Eq1、Eq2、Eq3、Eq4;當(dāng)逆變器全部單元按方式Ⅰ-Ⅱ-Ⅲ-Ⅳ以周期進行循環(huán)調(diào)制時,則在經(jīng)過一個周期后4個單元輸出電壓如下式：

(9)

通過式(9)可以看出，在經(jīng)過一個周期后4個單元的輸出電壓相等,從而實現(xiàn)了各單元的功率均衡.因此二次PD優(yōu)化調(diào)制策略可以有效實現(xiàn)各單元的功率均衡和全部開關(guān)管的開關(guān)頻率均衡,并且在優(yōu)化調(diào)制策略下逆變器的最高開關(guān)頻率降為原來的1/2,這也提高了逆變器的使用壽命和可靠性.

3 仿真實驗研究

為了驗證本文的優(yōu)化調(diào)制策略在四單元級聯(lián)H橋逆變器上控制效果的正確性,用Matlab/Simulink對四單元級聯(lián)H橋逆變器進行仿真.仿真參數(shù)設(shè)置為：直流側(cè)各單元輸入電壓都為80 V,調(diào)制波頻率為50 Hz,調(diào)制比M為0.85,優(yōu)化調(diào)制策略的載波頻率fc為500 Hz,負載電感L為4 mH,電阻為25 Ω.

圖6為逆變器4個單元開關(guān)管的驅(qū)動脈沖信號,可以看出各單元開關(guān)管的脈沖信號分布均勻.且由式(7)可以計算出每個周期0.02 s內(nèi)的全部開關(guān)管的平均開關(guān)頻率大致相等,約為150 Hz,由此可得優(yōu)化調(diào)制策略能夠有效均衡開關(guān)管的開關(guān)損耗.

圖7為逆變器各仿真輸出電壓波形,Vo1、Vo2、Vo3、Vo4的基波幅值均為67.2 V,滿足功率均衡,逆變器的輸出電壓為9電平PWM波形.

圖8和圖9分別是調(diào)制比為M=0.85、fc=1.4 kHz時傳統(tǒng)PD調(diào)制策略和優(yōu)化調(diào)制策略下逆變器輸出電壓的諧波分析圖.從圖中可以看出傳統(tǒng)PD調(diào)制策略下THD為17.14%,優(yōu)化調(diào)制策略下THD為15.58%,初步說明優(yōu)化調(diào)制策略具有比傳統(tǒng)PD調(diào)制策略更好的波形質(zhì)量.

表2為全調(diào)制比范圍內(nèi)兩種調(diào)制策略在等效開關(guān)頻率相同時輸出電壓的THD.從表中可知在調(diào)制比0到0.85范圍內(nèi),優(yōu)化調(diào)制策略的輸出電壓THD都要比傳統(tǒng)PD調(diào)制的低,故優(yōu)化調(diào)制策略可在此大區(qū)間內(nèi)具有比傳統(tǒng)調(diào)制策略更好的輸出波形,兩種調(diào)制策略輸出電壓THD的分布曲線如圖10所示.

表2 不同調(diào)制比時的輸出電壓THDTab.2 Output voltage THD under different modulation ratios

表3是調(diào)制比不同時在優(yōu)化調(diào)制策略下逆變器各單元的輸出功率.從表中可以看出,單元1和3的輸出功率完全相等,單元2和4的輸出功率也相同,四個單元的輸出功率也基本相等,故本文所提的PD優(yōu)化調(diào)制策略在全調(diào)制比范圍內(nèi)實現(xiàn)了逆變器各單元的功率平衡.

表3 調(diào)制比不同時各單元輸出功率Tab.3 Output power of each unit when the modulation ratio is different /W

4 結(jié)論

傳統(tǒng)PD調(diào)制法應(yīng)用在四單元CHB逆變器時開關(guān)管平均開關(guān)頻率差別較大,各開關(guān)管損耗不一致,各單元輸出功率不均衡,為此本文對傳統(tǒng)PD調(diào)制進行優(yōu)化,提出了一種基于1/4輸出周期載波循環(huán)的功率控制方法,理論分析與仿真表明：

1) 新調(diào)制方法使得開關(guān)管的最高開關(guān)頻率降為原來的一半,降低了開關(guān)損耗,且在等效開關(guān)頻率相同時輸出電壓波形質(zhì)量較傳統(tǒng)PD調(diào)制更優(yōu).

2) 優(yōu)化調(diào)制策略比傳統(tǒng)PD調(diào)制需要的三角載波數(shù)量更少,使得調(diào)制更加簡單.

3) 將各單元的觸發(fā)脈沖信號以1/4周期為單位進行輪換,經(jīng)過一個周期以后實現(xiàn)了各個單元的功率均衡,同時各個單元的開關(guān)損耗和工作應(yīng)力相同,提高了系統(tǒng)的使用壽命和可靠性.