基于反電動勢濾波方法的無傳感器BLDCM控制

張淑艷,王行愚,姚曉東

(華東理工大學 信息科學與工程學院,上海 200237)

無刷直流電動機(BLDCM)具有諸多優(yōu)點,其應用范圍日趨廣泛。傳統(tǒng)的BLDCM采用位置傳感器檢測轉子位置,增加了成本和電機結構的復雜性,容易引入干擾,而且在某些高溫、高壓或者強腐蝕性環(huán)境中,位置傳感器會降低系統(tǒng)的可靠性甚至無法安裝、使用。因此,實現(xiàn)無傳感器的BLDCM控制成為近年來無刷直流電動機發(fā)展的重要方向之一[1]。

目前,應用于無傳感器BLDCM控制的方法很多,如反電勢檢測法、定子繞組電感法、速度無關位置函數(shù)法、基于擴展卡爾曼濾波器(EKF)的狀態(tài)觀測器法、智能化控制方法(模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡控制以及小波神經(jīng)網(wǎng)絡控制)等,這些方法都是以位置檢測電路為基礎的,不僅增加了電路的復雜性和成本,也增大了控制板的體積,因此本文采用不需要位置檢測電路的基于反電動勢濾波的方法[2～4],只需要幾個電阻將反電動勢信號限制在TMS320LF2407A芯片的AD采樣模塊的工作電壓范圍內(nèi)。該方法電路實現(xiàn)簡單、可靠,而且能夠獲得準確的反電動勢過零點,可以代替?zhèn)鹘y(tǒng)的位置檢測電路獲取轉子位置信息。

由于反電動勢信號與電機轉速成正比,在低速和靜止情況下,反電動勢信號很小或者沒有,在這種情況下找到過零點是非常困難的,而在高速區(qū)域反電動勢信號幅值較大,尋找過零點相對容易,但是隨著轉速的提高,相位延遲也會越來越大,因此給換相時刻的確定帶來困難[5～7],本文將詳細討論以上兩個問題,并給出基于反電動勢濾波方法的無傳感器BLDCM控制實驗結果。

1 反電動勢濾波控制方法概述

反電勢檢測控制法的基本原理是在忽略永磁無刷直流電動機電樞反應影響的前提下,通過檢測“斷開相”的反電勢過零點,按照一定規(guī)則作適當延遲后得到功率器件正確觸發(fā)時刻,再按照電機的運轉方向以一定次序來輪流觸發(fā)6個功率管,即可實現(xiàn)對無傳感器BLDCM 的控制[1～7]。由此可見,如何給出一個可精確識別過零點的算法,從而估計轉子位置,使電機繞組在正確的時間進行換相是實現(xiàn)BLDCM控制的關鍵。

以往的反電動勢過零點檢測都是通過位置檢測電路來實現(xiàn)的,一般由隔離、濾波和比較3個環(huán)節(jié)構成,位置檢測電路得到的反電動勢信號送入DSP的捕獲引腳,根據(jù)一定的規(guī)則產(chǎn)生換向信號,控制功率管的導通與關斷,驅動電機運行。在實際情況下,在斷開區(qū)間段反電動勢存在以下噪聲:一是耦合來自導通區(qū)間段的噪聲;二是繞組的PWM驅動信號耦合到繞組的BEMF信號上。這些噪聲會使位置檢測信號出錯,導致電機無法正常運轉。因此,需要尋找一種有效的方法來獲取可靠的反電動勢過零點。

本文采用的基于反電動勢濾波的過零點檢測方法,省掉了位置檢測電路,直接將分壓后的反電勢信號送入DSP芯片ADC端口,然后對反電動勢信號進行采樣,隨后通過軟件濾波的方法對反電動勢信號進行處理,獲取準確的反電動勢過零點,再對其進行適當?shù)臑V波延遲補償,最終得到正確的換向時刻,實現(xiàn)無傳感器 BLDCM的控制?；贒SP TMS320LF2407A平臺的反電動勢濾波方法無傳感器BLDCM控制系統(tǒng)原理框圖見圖1。

圖1 基于DS P的反電動勢濾波方法無傳感器BLDCM控制系統(tǒng)原理框圖Fig.1 Diagram of sensorless BLDCM con trol based on back-EMF filtering using DSP

電機低速和高速時反電動勢的特征差別較大,因此反電動勢濾波控制方法不同,下面具體介紹低速區(qū)間反電動勢濾波控制方法和高速區(qū)間的反電動勢濾波控制方法。

2 低速區(qū)間的反電動勢濾波控制方法

由于低速區(qū)間的反電動勢幅值較小[1],因此某一相斷開區(qū)間的反電動勢信號的斜率也比較小,再加上各種噪聲對它的影響,使得在斷開區(qū)間檢測到虛假過零點信號的概率較大。針對這種情況,我們采取的方法是:對U(A),V(B),W(C)三相同時進行連續(xù)采樣,獲得這3個采樣結果之后,將會產(chǎn)生一個ADC中斷,然后這些采樣被送至3個相同的IIR濾波器,產(chǎn)生3個濾波采樣,將該采樣值與過零閾值進行比較來確定過零點。

其中Timer1用于測量從一個過零點到下一個過零點所消耗的時間,該時間相當于一個60°(電角度),如果在檢測過零點時沒有相位延遲,那么下一次換相將在經(jīng)過30°(電角度)時發(fā)生。此時間可以由 Timer1/2得到。但是實際情況中,并不總是在這樣理想的情況下發(fā)生換相,實際的換相時刻 Timer3應該由30°(電角度)的時間減去各種相位延遲時間之后的時刻決定,隨后啟動Timer3并允許Timer3中斷[8]。中斷發(fā)生時,電機繞組換相到下一狀態(tài)。換相時刻由Timer3的周期寄存器值決定,即:

式中:PR3為Timer3周期寄存器的值,也就是對應換相時刻的值;T30為計算得到的轉過30°(電角度)的值;DFILT為低速濾波器相位延遲;DPROC為低速ADC中斷處理延遲;DPA為相位超前角。

上述方法的濾波采用的是IIR濾波,IIR濾波器的參數(shù)由無刷直流電機的極對數(shù)和轉速決定,隨著電機轉速由低速區(qū)間過渡到高速區(qū)間,IIR濾波器的參數(shù)設計也將改變。

本文所用電機為2對極BLDCM,那么在低速區(qū)間IIR濾波器的參數(shù)設計為:通帶截止頻率400 Hz,通帶最大衰減1 dB,阻帶截止頻率800 Hz,阻帶最小衰減30 d B,階數(shù) N=6。

圖2顯示了對U(A),V(B)兩相進行采樣得到的反電動勢信號。圖2中,①為實際的反電動勢信號;②為理想反電動勢;③為對低速區(qū)間反電動勢信號進行濾波的結果。由圖2可以看出,濾波后的BEMF信號沒有了實際反電動勢信號中的高頻部分,信號干凈、清晰,利于反電動勢過零檢測,但是存在不超過30°(電角度)的相位延遲,該相位延遲可以通過上述的Timer3周期寄存器來補償,這樣就可以實現(xiàn)BLDCM控制的正確換相。

圖2 低速區(qū)間的反電動勢及濾波結果Fig.2 Back-EM F and filtering result in lower speed range

圖3顯示了低速區(qū)間基于反電動勢濾波方法的BLDCM控制軟件流程圖。

圖3 低速區(qū)間基于反電動勢濾波方法的BLDCM控制軟件流程圖Fig.3 Flow ch art of BLDCM control based on back-EMF filtering in low er speed ran ge

3 高速區(qū)間的反電動勢濾波控制方法

在高速區(qū)間反電動勢信號具有由感應沖擊產(chǎn)生的幅值較大的電壓尖峰,在這個電壓尖峰的影響下極容易產(chǎn)生反電動勢過零點的錯誤判斷,導致電機換相錯誤甚至失步。而且隨著轉速的增加,換相頻率會不斷加快,濾波器造成的相位延遲會相對加大,造成在下一個換相點之后才檢測到過零點信息,因此,本文采取以下措施來解決以上這2個問題。

1)采取增加采樣頻率的方法來增加獲得的反電動勢信號的信息。因為在低速區(qū)間不需要很高的采樣頻率即可以獲得滿足要求的BEMF信號的信息,如果在高速區(qū)間依然采用同低速區(qū)間相同的采樣頻率,則會造成在每個60°(電角度)區(qū)間內(nèi)采樣到的BEMF信號過少,會產(chǎn)生一定的誤差。

2)在高速區(qū)間只對一相電樞繞組進行采樣。因為在高速區(qū)間內(nèi)反電動勢信號的斜率加大,可以準確獲得過零點,因此釋放一定的帶寬用于增加采樣頻率,從而增加過零點檢測的準確性。

3)采取以90°(電角度)為基準的換相時刻控制。因為隨著轉速的增加,濾波信號的過零點比實際過零點滯后超過30°(電角度),也就是說當檢測到過零點時已經(jīng)過了一個換相時刻,而只能在下一個換相時刻進行換相,所以相當于算法提前了90°(電角度)。即:用 Timer1測量一相上的2個過零點之間所消耗的時間,相當于180°(電角度)。然后設置Timer3,設置方法將T30改為T90即可,當 Timer3發(fā)生中斷時,電機繞組執(zhí)行換相。

4)采取“提前移除”的辦法解決高速區(qū)間反電動勢信號中存在的電壓尖峰。也就是在AD采樣時忽略每一個60°區(qū)間開始時刻的采樣值,這樣就可以避免電壓尖峰對過零點的影響。這里使用的電機依然為2對極電機,IIR濾波器的參數(shù)設計為:通帶截止頻率為 8 k Hz,通帶最大衰減1 d B,阻帶截止頻率為15 k Hz,阻帶最小衰減為30 d B,階數(shù) N=7 。

圖4 高速區(qū)間反電動勢信號及濾波結果Fig.4 Back-EMF and filtering result in higher speed range

圖4是高速區(qū)間反電動勢信號及反電動勢濾波的結果。圖4中,①為反電動勢信號;②為理想的濾波后的反電動勢;③為濾波后的反電動勢信號。由圖4可以看出,使用了上述濾波方法以后,不僅解決了電壓尖峰對BEMF過零點檢測的影響,而且濾除了高頻分量,盡管在高速區(qū)間濾波產(chǎn)生的相位延遲超過了30°(電角度),但是在采用了90°(電角度)來補償濾波延遲角后,該問題被解決,從而能夠正確獲得BLDCM的換相時刻,控制BLDCM平穩(wěn)運行。

4 實驗結果

本文實驗基于TMS320LF 2407A控制平臺,采用反電動勢濾波方法對2對極無傳感器BLDCM 進行控制,該電機參數(shù)為:額定電壓24 V,額定電流46 A,額定負載0.025 N°m,額定轉速38000 r/min。圖5是BLDCM 從啟動到額定轉速的運行曲線。由圖5可以看出,實際轉速是一直跟隨給定轉速變換的,說明本文采用的反電動勢濾波方法可以完成對無傳感器BLDCM的平穩(wěn)控制。

圖5 BLDC M啟動曲線Fig.5 Starting curve of BLDCM

5 結論

本文采用反電動勢濾波方法對無傳感器BLDCM 進行控制,省掉了位置檢測電路,減少了硬件成本和PCB板的體積,經(jīng)過實驗驗證,該方法可以準確獲得反電動勢過零點,進而可以對BLDCM進行準確的換相控制,實現(xiàn)BLDCM的平穩(wěn)運行。

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