一種并聯(lián)輸入并聯(lián)輸出的寬范圍雙向隔離DC/DC變換器

姚洪濤，粟 梅，但漢兵，熊文靜 ，鄔思升，胡子恒

（1.湖南三一智能控制設(shè)備有限公司，長(zhǎng)沙 410083；2.中南大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，長(zhǎng)沙 410083）

DC/DC變換器由于可以為用電設(shè)備提供穩(wěn)定的直流電，在各類(lèi)電子設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。目前，DC/DC變換器正在向雙向、大容量、高效率、高功率密度以及寬范圍輸出的方向發(fā)展，在新能源發(fā)電、電動(dòng)汽車(chē)以及鋰電池化成分容等領(lǐng)域都有了大規(guī)模應(yīng)用[1-4]。

雙向DC/DC變換器有隔離和非隔離2種類(lèi)型[5-6]，兩者在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上的主要區(qū)別在于有無(wú)隔離變壓器。隔離型雙向DC/DC變換器由于引入變壓器，因而有更寬的調(diào)壓范圍，適用于需要電氣隔離和高電壓的大功率場(chǎng)合。傳統(tǒng)的隔離型雙向DC/DC變換器包括雙向正激變換器[7]、雙向反激變換器[8]、雙向推挽變換器[9]、雙向半橋變換器[10]與雙向全橋變換器[11]。其中，雙向正激變換器和雙向反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，所需半導(dǎo)體器件數(shù)量較少，因而成本較低，適合于小功率應(yīng)用場(chǎng)合；雙向推挽變換器不適用在環(huán)境惡劣的高壓場(chǎng)所，其功率等級(jí)較雙向反激變換器高一些；雙向半橋變換器和雙向全橋變換器半導(dǎo)體器件所承受的電壓應(yīng)力較小，在中、大功率場(chǎng)合的應(yīng)用較為廣泛；與雙向半橋變換器相比，全橋電路比半橋電路多1組開(kāi)關(guān)管，增加了產(chǎn)品的體積和成本，但功率器件的電壓、電流應(yīng)力較小，適用于功率等級(jí)較高的場(chǎng)合。

在中、大功率場(chǎng)合，雙有源全橋DAB（dual-active-bridge）DC-DC變換器具有對(duì)稱的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、零電壓軟開(kāi)關(guān) ZVS（zero-voltage-switching）以及可以實(shí)現(xiàn)大容量功率傳輸?shù)膬?yōu)良特性，因而得到了廣泛應(yīng)用[12]。單移相控制是DAB變換器的基本控制方法，但是在寬輸入或者寬輸出的情況下以及輕載范圍內(nèi)，往往會(huì)丟失軟開(kāi)關(guān)的特性，制約了效率的提升。改進(jìn)的控制策略如雙移相控制或者三重移相控制策略雖然提高了變換器的傳輸效率，但是控制算法也變得復(fù)雜，同時(shí)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求也相應(yīng)提高。

LLC諧振變換器作為另外一種雙向隔離DC/DC變換器，由于具有高效率、高功率密度和易于做到所有半導(dǎo)體器件的全范圍負(fù)載軟開(kāi)關(guān)的特點(diǎn)[13]，也得到了廣泛的關(guān)注和研究。傳統(tǒng)LLC諧振變換器正向工作時(shí)為L(zhǎng)LC串聯(lián)諧振，反向工作時(shí)為L(zhǎng)C串聯(lián)諧振，其電壓增益特性存在局限性，不能滿足電池電壓的要求。另一方面，當(dāng)單級(jí)LLC諧振變換器工作在串聯(lián)諧振頻率點(diǎn)附近時(shí)，變換器的工作效率非常高，然而在寬范圍的調(diào)壓應(yīng)用場(chǎng)合，變換器的開(kāi)關(guān)頻率會(huì)偏離諧振頻率，導(dǎo)致效率降低；此外，為了增加調(diào)壓范圍，勵(lì)磁電感需要設(shè)計(jì)的很小，變壓器本身的損耗也會(huì)增加。因此單級(jí)LLC諧振變換器不適用于寬范圍調(diào)壓的場(chǎng)合[14]。

針對(duì)LLC諧振變換器雙向功率傳輸時(shí)工作原理不對(duì)稱的問(wèn)題，文獻(xiàn)[15]提出了一種增加輔助勵(lì)磁電感的改進(jìn)型DC-DC變換器，該變換器正向和反向工作時(shí)均能實(shí)現(xiàn)LLC變換器的增益特性，然而較多的諧振元件會(huì)使參數(shù)設(shè)計(jì)變得困難；文獻(xiàn)[16-17]加入輔助諧振電路，并實(shí)現(xiàn)了高效率的增益特性，然而只能實(shí)現(xiàn)功率的單向傳輸。針對(duì)LLC諧振變換器應(yīng)用于寬范圍調(diào)壓場(chǎng)合的問(wèn)題，學(xué)者們從硬件方面提出了增加輔助網(wǎng)絡(luò)或開(kāi)關(guān)[18-19]的方法，從控制方面提出了移相控制[20]和混合調(diào)制[21]的方法，然而前種方法增加了系統(tǒng)成本，后種方法增加了控制復(fù)雜度。為了使LLC諧振變換器能夠適應(yīng)寬范圍調(diào)壓的應(yīng)用場(chǎng)合，一些學(xué)者提出采用兩級(jí)式DC/DC變換器，其中LLC諧振變換器工作在諧振頻率點(diǎn)附近，以保證獲得最大的傳輸效率和相對(duì)固定的電壓增益，兩級(jí)式DC-DC變換器的輸出電壓調(diào)節(jié)能力以及動(dòng)態(tài)性能則由另外一級(jí)電路提供；文獻(xiàn)[22]提出Boost+LLC變換器的結(jié)構(gòu)，根據(jù)輸出電壓的變化來(lái)線性調(diào)節(jié)輸入電壓以實(shí)現(xiàn)電壓恒增益，減小了開(kāi)關(guān)頻率的變化范圍，從而提高了諧振變換器的效率，然而輸出電壓的變化范圍只有2 V，開(kāi)關(guān)頻率變化范圍依然較大，因而效率會(huì)在最大值附近波動(dòng)；文獻(xiàn)[23]提出了閉環(huán)控制的同步Boost變換器和LLC諧振變換器組成的兩級(jí)式雙向隔離DCDC變換器，副邊增加了諧振電容，確保功率雙向傳輸時(shí)諧振網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱性；文獻(xiàn)[24]提出了兩級(jí)式DCDC變換器，前級(jí)為非隔離的同步Boost變換器，后級(jí)為雙向隔離的CLLLC變換器，為了實(shí)現(xiàn)功率雙向傳輸時(shí)諧振網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱性，變壓器原副邊均有諧振腔，稱為CLLLC或者C3LC結(jié)構(gòu)[25]，然而增加了諧振元件使得諧振網(wǎng)絡(luò)復(fù)雜，難以設(shè)計(jì)合適的元件參數(shù)；文獻(xiàn)[26]提出Buck+LLC級(jí)聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，諧振變換器采用開(kāi)環(huán)定頻的控制策略，通過(guò)調(diào)節(jié)Buck變換器的占空比來(lái)調(diào)節(jié)DC/DC變換器的輸出電壓，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略適用于輸入電壓波動(dòng)較大的場(chǎng)合；文獻(xiàn)[27]提出了Buck-Boost變換器和LLC諧振變換器構(gòu)成的兩級(jí)式DC-DC變換器，能夠滿足輸入和輸出電壓的寬范圍變化，前級(jí)Buck-Boost變換器采用同步整流替換二極管整流，提高了效率，同時(shí)采用交錯(cuò)并連的結(jié)構(gòu)提高了功率密度，然而這2種拓?fù)渲荒軉蜗騻鬏敼β?；文獻(xiàn)[28]提出了半橋LLC諧振變換器+Buck-Boost變換器構(gòu)成的雙向隔離DC-DC變換器，實(shí)現(xiàn)了高效率的雙向功率傳輸，其中諧振變換器工作在諧振頻率點(diǎn)以獲得最大效率，Buck-Boost變換器調(diào)節(jié)輸出電壓，由于LLC諧振變換器本身不是自然雙向的拓?fù)洌β孰p向傳輸時(shí)無(wú)法保證諧振網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱性，當(dāng)功率傳輸方向改變時(shí)，由于變換器原、副邊的開(kāi)關(guān)邏輯不一致，因此原、副邊的開(kāi)關(guān)邏輯需要切換。

針對(duì)需要實(shí)現(xiàn)電氣隔離、寬范圍電壓調(diào)節(jié)以及功率雙向傳輸?shù)膽?yīng)用領(lǐng)域，本文提出了一種由前級(jí)全橋LLC諧振變換器和后級(jí)Buck/Boost變換器組成的兩級(jí)式雙向隔離DC/DC變換器。為提高輸出功率以及輸出電流等級(jí)，所提變換器由2個(gè)相同的兩級(jí)式DC/DC變換器采用輸入并聯(lián)輸出并聯(lián)的結(jié)構(gòu)組成。前級(jí)LLC諧振變換器實(shí)現(xiàn)電氣隔離和固定電壓傳輸比，此外，采用一種同步整流的調(diào)制策略[29]，可以不改變諧振變換器的結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)功率雙向傳輸時(shí)諧振網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱性，同時(shí)實(shí)現(xiàn)自然雙向功率傳輸；后級(jí)雙向Buck/Boost變換器實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)性能和寬范圍的電壓/電流調(diào)節(jié)，同時(shí)采用交錯(cuò)并聯(lián)的結(jié)構(gòu)可減小電流紋波。所提變換器直流側(cè)輸出電壓為8～20 V，輸出電流為 0～250 A，滿足市場(chǎng)上車(chē)載DC/DC變換器老化測(cè)試的要求，并且可實(shí)現(xiàn)正、反向無(wú)縫切換。

1 LLC諧振變換器調(diào)制策略及參數(shù)設(shè)計(jì)

1.1 LLC諧振變換器調(diào)制策略

圖1所示為本文所提并聯(lián)輸入并聯(lián)輸出的雙向隔離DC/DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。兩級(jí)式雙向隔離DC/DC變換器中，前級(jí)采用全橋LLC諧振變換器，實(shí)現(xiàn)自然雙向功率傳輸；后級(jí)采用交錯(cuò)并聯(lián)的Buck/Boost變換器，實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)性能和寬范圍的電壓/電流調(diào)節(jié)。

LLC諧振變換器可在全功率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通ZVS，副邊開(kāi)關(guān)管零電流關(guān)斷[30]。在大功率直流供電場(chǎng)合，相對(duì)于其他硬開(kāi)關(guān)變換器拓?fù)?，在變換效率上具有明顯優(yōu)勢(shì)。此外，諧振變換器傳遞的電流通常呈現(xiàn)為正弦波，減小了變換器的電磁干擾。傳統(tǒng)的LLC變換器副邊采用二極管整流，在低壓大電流的應(yīng)用場(chǎng)合會(huì)導(dǎo)致較大的導(dǎo)通壓降與損耗，因此副邊采用MOSFET管代替二極管整流。LLC諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1中虛線框內(nèi)前級(jí)LLC諧振變換器1所示，前級(jí)LLC諧振變換器2結(jié)構(gòu)與其相同，由于副邊開(kāi)關(guān)管承受的電流更大，因此副邊整流橋采用2個(gè)MOSFET管并聯(lián)，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)一致。

傳統(tǒng)LLC諧振變換器在功率雙向傳輸時(shí)，需要根據(jù)功率流的方向切換原邊和副邊開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)邏輯。為了實(shí)現(xiàn)自然雙向功率流，采用一種能夠?qū)崿F(xiàn)全負(fù)載范圍下的恒定單位電壓增益及無(wú)需隨功率流向切換控制模式的同步PWM調(diào)制策略[29]，該策略下LLC諧振變換器正向工作波形如圖2所示。

其基本工作原理為：變換器的開(kāi)關(guān)頻率fs保持恒定且fs＜fr，其中fr為諧振頻率，原邊和副邊開(kāi)關(guān)管均工作在高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，且對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)完全一致。由于諧振電流完全斷續(xù)，且過(guò)零點(diǎn)固定而不隨負(fù)載變化，勵(lì)磁電感始終工作在線性狀態(tài)而不參與諧振，因而變換器的工作原理在雙向傳輸時(shí)對(duì)稱。

1.2 LLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)

式中，Cr1為諧振電容。

若取諧振變換器開(kāi)關(guān)頻率fs=76 kHz，那么諧振電容Cr1的值可選為100 nF。諧振變換器原邊勵(lì)磁電感始終不參與諧振，因此只有諧振電感和諧振電容組成諧振電路，諧振頻率可表示為

式中，Lr1為諧振電感。

將諧振頻率和諧振電容的參數(shù)代入式（2），可取諧振電感Lr1=32 μH。

2 Buck/Boost變換器控制策略及參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 Buck/Boost變換器控制策略

交錯(cuò)式Buck/Boost變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1中虛線框內(nèi)后級(jí)交錯(cuò)式Buck/Boost變換器1所示，后級(jí)交錯(cuò)式Buck/Boost變換器2的結(jié)構(gòu)與其相同。2個(gè)交錯(cuò)式Buck/Boost變換器均采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，如圖3所示。

Buck/Boost變換器的開(kāi)關(guān)周期平均模型可表示為

式中：d為上管的占空比；Uo為輸出電壓；R為負(fù)載電阻；L1為濾波電感；C3為濾波電容；為電感電流；為Buck/Boost變換器輸入電壓。

設(shè)計(jì)電流環(huán)時(shí)，由于輸出電壓比電感電流變化慢得多，因此可忽略輸出電壓的變化，得到占空比到電感電流的傳遞函數(shù)為

設(shè)計(jì)輸出電容電壓環(huán)時(shí)，假設(shè)電流內(nèi)環(huán)已達(dá)穩(wěn)態(tài)，電感電流到輸出電壓的傳遞函數(shù)為

電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的控制框圖分別如圖4和圖5所示，由圖可得電流環(huán)和電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)分別為

式中：kPi和kIi分別為電流環(huán)控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；和分別為電壓環(huán)控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

設(shè)計(jì)電壓環(huán)的截止頻率為50 Hz，電流環(huán)的截止頻率為500 Hz。結(jié)合上述分析，代入相關(guān)參數(shù)，得到電流環(huán)和電壓環(huán)控制器參數(shù)分別為

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提控制策略的可行性和有效性，搭建了1臺(tái)功率3 kW的實(shí)驗(yàn)裝置，如圖6所示，其額定輸出電壓12 V，額定輸出電流250 A。實(shí)驗(yàn)裝置由2部分組成，第1部分是單相整流器，為諧振變換器原邊提供375 V的直流電壓；第2部分是由諧振變換器電路和雙向Buck/Boost變換器電路組成的兩級(jí)式DC-DC變換器，即本文所提變換器，采用輸入并聯(lián)輸出并聯(lián)的結(jié)構(gòu)組合而成。采用的核心控制芯片是TMS320F28069，用于實(shí)現(xiàn)所提控制策略并產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號(hào)。系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

表1 雙向隔離DC/DC變換器參數(shù)Tab.1 Parameters of bidirectional isolated DC/DC converter

圖 7（a）～（c）所示分別為原邊開(kāi)關(guān)管 ZVS 波形、副邊開(kāi)關(guān)管ZVS波形及死區(qū)放大波形。圖7（a）中，VGS2為原邊開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓，VDS2為原邊開(kāi)關(guān)管的反并聯(lián)二極管的電壓，為諧振電流，電流峰值為25 A左右，Io為DC/DC變換器的輸出電流，電流平均值為85 A；圖7（b）中，VGS6為副邊開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓，VDS6為副邊開(kāi)關(guān)管的反并聯(lián)二極管的電壓。 由圖 7（a）和（b）可知，諧振變換器原、副邊開(kāi)關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS，減小了高頻諧振變換器的開(kāi)關(guān)損耗；由圖 7（c）可見(jiàn)，死區(qū)時(shí)間足夠，為 0.2 μs左右。

圖8（a）和（b）所示分別為空載和65%額定負(fù)載的情況下，利用Bode 100測(cè)出的Buck/Boost變換器電壓環(huán)波特圖的實(shí)驗(yàn)波形。由圖可知，不同負(fù)載情況下截止頻率會(huì)在50 Hz附近波動(dòng)，波動(dòng)范圍基本滿足設(shè)計(jì)要求?？蛰d情況下阻尼較小，相角裕度為12.936°，隨著負(fù)載的增加，相位裕度不斷提高，在65%負(fù)載的情況下，相角裕度達(dá)到30°。

系統(tǒng)輸出功率為2 400 W的穩(wěn)態(tài)工作波形如圖9所示。由單相整流器得到恒定的375 V的直流電壓，作為諧振變換器原邊的輸入電壓UC1；iLr1_LV為副邊諧振電流的一半，幅值為50 A左右；Uo和Io分別為DC/DC變換器的輸出電壓和輸出電流，由圖可知，變換器輸出電壓恒定且與參考電壓12 V相等，輸出電流達(dá)到200 A左右。

如圖10所示，雙向DC/DC變換器首先工作在反向運(yùn)行狀態(tài)，輸出電流Io=-160 A，輸出電壓Uo≈12.5 V。當(dāng)輸出電流由反向-160 A切換到正向180 A時(shí)，輸出電壓在切換瞬間跌落1.5 V左右，經(jīng)過(guò)大概30 ms的時(shí)間又恢復(fù)到12 V，輸出電流在切換暫態(tài)過(guò)程有25 A左右的超調(diào)，隨后恢復(fù)到180 A并保持穩(wěn)定。由圖可見(jiàn)，功率方向切換時(shí)，實(shí)驗(yàn)裝置運(yùn)行穩(wěn)定，輸出電壓波動(dòng)較小，整個(gè)切換過(guò)程持續(xù)時(shí)間為30 ms左右，具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

根據(jù)實(shí)測(cè)的實(shí)驗(yàn)裝置效率值及理論計(jì)算的損耗分布情況，可得圖6實(shí)驗(yàn)裝置中所提隔離DC/DC變換器在不同輸出功率情況下的正向運(yùn)行和反向運(yùn)行效率曲線，如圖11所示，其中低壓側(cè)輸出電壓設(shè)置為12 V。所提隔離DC/DC變換器中的損耗主要來(lái)自于LLC諧振變換器中的開(kāi)關(guān)損耗（開(kāi)關(guān)導(dǎo)通和切換損耗）、Buck/Boost變換器的開(kāi)關(guān)損耗（開(kāi)關(guān)導(dǎo)通和切換損耗）、磁性元件損耗、輔助電源損耗（用于控制板、風(fēng)扇和驅(qū)動(dòng)電路等的供電）和其他損耗（銅排和PCB板銅線等的發(fā)熱損耗）。在輸出功率為3 000 W條件下，根據(jù)開(kāi)關(guān)器件手冊(cè)和磁性元件資料進(jìn)行理論計(jì)算的損耗分布如圖12所示。

4 結(jié)語(yǔ)

本文研制了1臺(tái)并聯(lián)輸入并聯(lián)輸出的寬范圍雙向隔離DC/DC變換器裝置，并分別研究了其前級(jí)LLC諧振變換器和后級(jí)Buck/Boost變換器的控制策略。通過(guò)采用一種同步整流調(diào)制策略，LLC諧振變換器原邊和副邊開(kāi)關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS，提高了變換器效率，且功率方向改變時(shí)無(wú)需切換控制策略，實(shí)現(xiàn)能量的自然雙向流動(dòng)，提高了整個(gè)系統(tǒng)的可靠性。經(jīng)過(guò)后級(jí)交錯(cuò)式Buck/Boost變換器進(jìn)一步調(diào)壓，實(shí)現(xiàn)8～20 V直流輸出電壓范圍，并通過(guò)交錯(cuò)和均流控制減小了輸出電流紋波。功率方向切換時(shí)實(shí)驗(yàn)裝置運(yùn)行穩(wěn)定，輸出電壓波動(dòng)較小，具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。實(shí)驗(yàn)裝置驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)的雙向隔離DC/DC變換器的可行性以及控制策略的有效性，具有很好的工程應(yīng)用和參考價(jià)值。