基于FPGA的實(shí)時(shí)死區(qū)補(bǔ)償方法研究

耿后來(lái)，李 順，顧亦磊

（陽(yáng)光電源股份有限公司，安徽 合肥 230088）

1 概 述

圖1為三相三電平逆變器的一相橋臂，有兩對(duì)互補(bǔ)的開(kāi)關(guān)管。在正半周期，S11和S12互補(bǔ)導(dǎo)通，S21常通，S22關(guān)閉；在負(fù)半周期，S21和S22互補(bǔ)導(dǎo)通，S11關(guān)閉，S12常通。由于開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通和關(guān)斷都需要時(shí)間，如果兩個(gè)互補(bǔ)的開(kāi)關(guān)器件發(fā)生“直通”現(xiàn)象，將會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)器件損壞。為了保證互補(bǔ)的開(kāi)關(guān)器件安全工作，在這兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件通斷信號(hào)之間必須設(shè)置一段時(shí)間，使導(dǎo)通的功率器件可靠關(guān)閉后經(jīng)過(guò)一定時(shí)間再使互補(bǔ)功率器件導(dǎo)通，這段時(shí)間稱為死區(qū)。死區(qū)時(shí)間越長(zhǎng)，對(duì)逆變器輸出基波電壓的影響越大，會(huì)引起輸出電壓波形的畸變，降低逆變器的輸出特性。

圖1 三電逆變器電路圖

為了降低死區(qū)時(shí)間帶來(lái)的負(fù)面影響，國(guó)內(nèi)外對(duì)此進(jìn)行了各種研究，提出了各種死區(qū)補(bǔ)償方法。一類是在開(kāi)關(guān)管的PWM上加入死區(qū)時(shí)間，通過(guò)改變互補(bǔ)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間改變脈沖寬度，從而達(dá)到補(bǔ)償死區(qū)時(shí)間導(dǎo)致的電壓擾動(dòng)[1-3]，稱為脈沖寬度直接調(diào)整法。這類方法實(shí)現(xiàn)起來(lái)較為復(fù)雜，要求在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)進(jìn)行實(shí)時(shí)脈沖寬度直接調(diào)整，對(duì)輸出電流的過(guò)零檢測(cè)要求較高，否則容易誤補(bǔ)償。另一類是將死區(qū)效應(yīng)引起的逆變器輸出電壓偏差等效為一個(gè)平均電壓誤差，直接將電壓誤差作為前饋疊加到參考電壓上[4-7]。此類方法適用的關(guān)鍵是過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)，若過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)不夠精確，將會(huì)出現(xiàn)誤補(bǔ)償現(xiàn)象，從而給輸出電流帶來(lái)新的諧波。

現(xiàn)有的死區(qū)補(bǔ)償算法大多依賴于電流過(guò)零點(diǎn)判斷。為了彌補(bǔ)上述算法的缺點(diǎn)和不足，本文提出一種基于DSP和FPGA的在線死區(qū)補(bǔ)償方法。提出的死區(qū)補(bǔ)償方法為對(duì)三電平逆變器的開(kāi)關(guān)管進(jìn)行區(qū)分，分主管和輔管。依據(jù)實(shí)際工況，修改主管和輔管的死區(qū)時(shí)間。通過(guò)仿真驗(yàn)證了所提死區(qū)方案的正確性，并在三電平并網(wǎng)逆變器上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。結(jié)果證明，所提出的死區(qū)補(bǔ)償具有可行性，具有較高的工程應(yīng)用價(jià)值。

2 死區(qū)影響分析及死區(qū)補(bǔ)償介紹

三電平逆變器互補(bǔ)的功率器件不能同時(shí)導(dǎo)通，必須在PWM信號(hào)中加入死區(qū)。在正半周期，S11/S12互補(bǔ)加死區(qū)，S21常通，S22常斷；在負(fù)半周期，S21/S22互補(bǔ)加死區(qū)，S11常斷，S12常開(kāi)。如圖1所示的電路圖，以正半周期為例，當(dāng)開(kāi)關(guān)管S11關(guān)斷時(shí)，S12不能立即導(dǎo)通，而要等待一個(gè)死區(qū)時(shí)間后導(dǎo)通，否則逆變器會(huì)出現(xiàn)正半母線短路的情況，造成器件S11、S12和S21體內(nèi)二極管損壞。直通發(fā)生在IGBT器件關(guān)斷時(shí)刻，故常規(guī)死區(qū)為在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通加時(shí)（上升沿）加死區(qū)，詳細(xì)如圖2所示。

圖2 死區(qū)時(shí)間及輸出電壓圖

圖2為R相橋臂的PWM信號(hào)和輸出電壓URO的波形圖。D11_I和D12_I分別為不考慮死區(qū)時(shí)間時(shí)理想的兩只開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，兩只開(kāi)關(guān)管開(kāi)通與關(guān)斷時(shí)刻之間的預(yù)留死區(qū)時(shí)間為T(mén)d。D11_R和D12_R分別為考慮死區(qū)時(shí)間的驅(qū)動(dòng)波形。URO為該相橋臂的輸出電壓波形。陰影部分是器件S11、S12都關(guān)斷的安全余量區(qū)間，即兩個(gè)開(kāi)關(guān)管都關(guān)斷的實(shí)際死區(qū)時(shí)間Terr：

其中，Ton為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通所需要的時(shí)間，Toff為開(kāi)關(guān)管關(guān)斷所需要的時(shí)間。

當(dāng)電流為正時(shí)，輸出電壓URO=Ubus/2，由于死區(qū)的原因，輸出電壓URO輸出減少了Terr的時(shí)間；當(dāng)輸出電流為負(fù)時(shí)，上橋臂二極管導(dǎo)通，輸出電壓URO=-Ubus/2，由于死區(qū)的原因，輸出電壓URO輸出增加了Terr的時(shí)間。所以，電流的極性不同，實(shí)際輸出脈沖電壓與理想給定脈沖電壓的寬度差值也不同。結(jié)合圖1和圖2進(jìn)行分析可知，電流為正時(shí)，實(shí)際正脈沖寬度比理想給定脈沖寬度窄；電流為負(fù)時(shí)，則實(shí)際正脈沖寬度比理想給定變寬，增加的時(shí)間如式（1）所示。因此，由于死區(qū)導(dǎo)致的PWM誤差時(shí)間可以表示為：

其中：

由式（2）和式（3）可知，由于死區(qū)導(dǎo)致的三電平逆變器輸出的相電壓損失為：

式中，Ts為載波周期。

從式（4）可知，由于死區(qū)的原因?qū)е螺敵鲭妷撼霈F(xiàn)電壓損失，其大小和死區(qū)大小相同，方向則與電流方向相同。電壓損失將會(huì)導(dǎo)致指令電壓和電流的畸變，故需要判斷電流方向?qū)λ绤^(qū)進(jìn)行補(bǔ)償。通常根據(jù)電流極性實(shí)時(shí)對(duì)逆變器輸出的PWM脈沖進(jìn)行補(bǔ)償，在每個(gè)PWM計(jì)算周期都對(duì)死區(qū)效應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償。對(duì)死區(qū)時(shí)間導(dǎo)致的PWM誤差時(shí)間（式（2））進(jìn)行補(bǔ)償，從而輸出期望的理想輸出電壓。因?yàn)檠a(bǔ)償電壓的正負(fù)由電流檢測(cè)信號(hào)決定，故此種方案最大的問(wèn)題是電流的極性判斷，而電流容易受到采樣、諧波等的干擾，在過(guò)零點(diǎn)附近的區(qū)域存在誤補(bǔ)償現(xiàn)象，進(jìn)而導(dǎo)致補(bǔ)償失敗。

3 新的死區(qū)補(bǔ)償方法

在如圖1所示的三電平逆變電路圖中，當(dāng)功率因數(shù)（Power Factor，PF）為1時(shí)，在正半周期，按照?qǐng)D2的死區(qū)設(shè)置方式將會(huì)導(dǎo)致主管S11損失一部分占空比，導(dǎo)致產(chǎn)生死區(qū)效應(yīng)，故輸出電壓有損失；負(fù)半周期同理。定義對(duì)輸出電壓起主導(dǎo)作用的開(kāi)關(guān)管為主管，例如在正半周期開(kāi)關(guān)管S11為主管，在負(fù)半周期定義開(kāi)關(guān)管S22為主管，而開(kāi)關(guān)管S12、S21為續(xù)流之用，定義為輔管。針對(duì)功率因數(shù)的不同，提出一種實(shí)時(shí)修改死區(qū)大小的方案，通過(guò)修改不同死區(qū)上升下降時(shí)間達(dá)到降低輸出電流諧波的目的。此方法基于DSP+FPGA系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)，其中DSP和FPGA通過(guò)SPI口進(jìn)行通信。具體地，DSP將需要修改的死區(qū)實(shí)時(shí)發(fā)送給FPGA，F(xiàn)PGA依據(jù)DSP的指令動(dòng)態(tài)修改主管和輔管的死區(qū)時(shí)間。下文將重點(diǎn)對(duì)PF=1時(shí)的死區(qū)補(bǔ)償方法進(jìn)行研究。

本文提出的死區(qū)補(bǔ)償方法如圖3所示，在FPGA中完成，主管占空比的上升延遲時(shí)間Trd1和下降延時(shí)時(shí)間Trd2可以動(dòng)態(tài)配置，輔管的占空比上升延遲時(shí)間Tdd1和下降延時(shí)時(shí)間Tdd2也可動(dòng)態(tài)配置。當(dāng)需要進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償時(shí)，DSP告知FPGA這4個(gè)時(shí)間，然后FPGA對(duì)這4個(gè)時(shí)間進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)整。例如，當(dāng)功率因數(shù)為1時(shí)，令Trd1=Td、Trd2=Td/2、Tdd1=0、Tdd2=3×Td/2，這樣主管的輸出電壓即可得到一定補(bǔ)償。

圖3 本文提出死區(qū)補(bǔ)償方法

此死區(qū)補(bǔ)償方法不需要判斷輸出電流方向，在PF=1時(shí)能夠提高主管的導(dǎo)通時(shí)間，提高基波的幅值，降低輸出電流的諧波，同時(shí)提高直流側(cè)母線電壓利用率。當(dāng)Trd2=Td/2時(shí)，母線直流電壓利用率提高，即：

此死區(qū)補(bǔ)償方法是一種硬件處理方案，避免了軟件進(jìn)行電流方向判斷，大大減少了過(guò)零點(diǎn)附近電流誤判的情況，故能避免誤補(bǔ)償。

4 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真結(jié)果及分析

為了驗(yàn)證提出的死區(qū)補(bǔ)償方法的有效性，本文通過(guò)MATLAB軟件對(duì)所提出的算法進(jìn)行仿真。其中，母線電壓Ubus=650 V，輸出電感為0.2 mH，輸出電容為9.5 μF，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為16 kHz。在輸出半載時(shí)進(jìn)行仿真驗(yàn)證，此時(shí)電流有效值為25 A，輸出直接并入400 V電網(wǎng)。為驗(yàn)證本文提出的死區(qū)方案，所選死區(qū)時(shí)間較大。常規(guī)方法的死區(qū)時(shí)間為4 μs，而新死區(qū)補(bǔ)償方法的Trd1=4 μs，Trd2=2 μs，Tdd1=0 μs，Tdd2=6 μs。

圖4為常規(guī)死區(qū)方法調(diào)制輸出電流波形及FFT分析，圖5為常規(guī)死區(qū)方法調(diào)制輸出電流波形（便于觀察過(guò)零點(diǎn)情況）。由于死區(qū)時(shí)間影響，在過(guò)零點(diǎn)附近輸出電流波形有明顯失真。

圖4 常規(guī)死區(qū)方案仿真輸出電流及FFT分析

圖5 常規(guī)死區(qū)方法調(diào)制輸出電流波形示意圖

圖6為所提死區(qū)補(bǔ)償方法輸出電流及FFT分析，圖7為所提死區(qū)補(bǔ)償方法輸出電流波形（便于觀察過(guò)零點(diǎn)情況）。由圖4、圖5、圖6及圖7可知，所提方法的輸出電流在過(guò)零點(diǎn)失真出現(xiàn)較大改善，其次THD（Total Harmonic Distortion）從10.42%降到5.86%，降低量4.56%，且5次、7次等奇次諧波均得到了降低，系統(tǒng)整體性能提高。

圖6 所提死區(qū)補(bǔ)償方法仿真輸出電流及FFT分析

圖7 所提死區(qū)補(bǔ)償方法仿真輸出電流示意圖

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

為驗(yàn)證所提死區(qū)補(bǔ)償方法的有效性，在33 kW的三相三電平并網(wǎng)逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行半載試驗(yàn)。試驗(yàn)參數(shù)為：母線電壓Ubus=650 V，逆變器輸出電抗為0.2 mH（粉芯電抗，感量隨著電流大小一直變化），輸出電容為9.5 μF，直接并入400 V電網(wǎng)。為驗(yàn)證本文提出的死區(qū)補(bǔ)償方法，所選死區(qū)時(shí)間比較大。設(shè)定的死區(qū)時(shí)間為4 μs，開(kāi)關(guān)頻率為16 kHz，新方案的Trd1=4 μs，Trd2=2 μs，Tdd1=0 μs，Tdd2=6 μs。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)控制核心采用DSP芯片TMS320F28374S+LATTICE的FPGA芯片，其中FPGA主要用于PWM信號(hào)處理及通信。

圖8為常規(guī)死區(qū)方法實(shí)驗(yàn)輸出結(jié)果及THD分析，圖9為常規(guī)死區(qū)方法實(shí)驗(yàn)輸出電流波形。可見(jiàn)，電流在過(guò)零點(diǎn)附近失真較嚴(yán)重，THD高達(dá)10%。

圖8 常規(guī)死區(qū)方法實(shí)驗(yàn)輸出結(jié)果及THD分析

圖9 常規(guī)死區(qū)方法實(shí)驗(yàn)輸出電流

圖10為所提死區(qū)補(bǔ)償方法仿真輸出結(jié)果及THD分析，圖11為新死區(qū)補(bǔ)償方法實(shí)驗(yàn)輸出的電流波形?？梢?jiàn)，電流在過(guò)零點(diǎn)附近失真有較大改善，THD為5.829%。

圖10 所提死區(qū)補(bǔ)償方法仿真輸出結(jié)果及THD分析

分析兩種方法實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，新死區(qū)補(bǔ)償方法能較大幅度降低輸出電流諧波，降幅達(dá)4.171%，驗(yàn)證了所提死區(qū)補(bǔ)償方法的正確性和有效性。

圖11 所提出死區(qū)補(bǔ)償方法仿真輸出電流

5 結(jié) 論

針對(duì)死區(qū)時(shí)間對(duì)三電平逆變器輸出電壓的影響進(jìn)行分析，并介紹常規(guī)死區(qū)補(bǔ)償，提出了一種三電平死區(qū)補(bǔ)償方法。依據(jù)實(shí)際需求，調(diào)整主管和輔管的死區(qū)時(shí)間，并在PF=1時(shí)對(duì)其進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。結(jié)果表明，新死區(qū)補(bǔ)償方法有效改善了死區(qū)效應(yīng)引起的電流波形畸變，無(wú)需判斷電流方向，減少了誤判，具有較高的工程應(yīng)用價(jià)值。