基于Class-D功率放大的超聲波電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)方案

陳 雷，潘 松，徐張凡

(南京航空航天大學(xué)，南京 210016)

0 引 言

超聲波電動(dòng)機(jī)是一種新概念的微特電機(jī)。超聲波電動(dòng)機(jī)利用壓電材料的逆壓電效應(yīng)，讓定子振動(dòng)在超聲頻域內(nèi)，通過(guò)摩擦耦合將定子的振動(dòng)轉(zhuǎn)化為轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動(dòng)或動(dòng)子的直線運(yùn)動(dòng)。由于超聲波電動(dòng)機(jī)具有較新的原理和結(jié)構(gòu)，與傳統(tǒng)電磁電機(jī)相比具有響應(yīng)快、噪聲小、低速大轉(zhuǎn)矩、易控制和不受電磁干擾等優(yōu)點(diǎn)，因此超聲波電動(dòng)機(jī)在航空航天、仿生機(jī)械、醫(yī)療器械等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-5]。

目前的超聲波電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)技術(shù)使得超聲波電動(dòng)機(jī)展示了其特殊優(yōu)越性，但是這些驅(qū)動(dòng)技術(shù)主要是按電機(jī)的速度、力矩作為指標(biāo)設(shè)計(jì)的，驅(qū)動(dòng)電壓較大，電機(jī)運(yùn)行的穩(wěn)定性、效率有待進(jìn)一步提高。鑒于此，在超聲波電動(dòng)機(jī)現(xiàn)有的驅(qū)動(dòng)技術(shù)基礎(chǔ)之上，應(yīng)向提高驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)整體效率的方向發(fā)展[6]。

超聲波電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)控制器的體積相對(duì)電機(jī)而言較大，在實(shí)際應(yīng)用中受到很大的限制。因此，要將超聲波電動(dòng)機(jī)商品化，必須使驅(qū)動(dòng)、控制系統(tǒng)小型化[7]。

對(duì)于驅(qū)動(dòng)器而言，超聲波電動(dòng)機(jī)是一個(gè)容性負(fù)載，這對(duì)驅(qū)動(dòng)器提出了一些特殊要求。常規(guī)旋轉(zhuǎn)行波超聲波電動(dòng)機(jī)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為兩相相差90°的正弦信號(hào)，頻率為30 kHz～50 kHz，電壓峰峰值在100～600 V。國(guó)內(nèi)外開(kāi)發(fā)的驅(qū)動(dòng)器普遍采用正弦信號(hào)直接放大方案和脈寬調(diào)制(PWM)逆變式驅(qū)動(dòng)方案[8]。

在正弦信號(hào)直接放大方案中，信號(hào)發(fā)生器和大型功率放大器直接產(chǎn)生兩路高壓具有相位差的正弦信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)超聲波電動(dòng)機(jī)。大型功率放大器和信號(hào)發(fā)生器均具有較大體積，只適用于實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行實(shí)驗(yàn)探究[9]。

在PWM逆變式驅(qū)動(dòng)方案中，PWM發(fā)生器生成四路頻率可變、相位互差90°的PWM波信號(hào),功率放大/匹配電路將4路PWM信號(hào)放大產(chǎn)生兩相相差90°的正弦功率信號(hào)[10]。脈寬調(diào)制逆變式驅(qū)動(dòng)方案中，方波信號(hào)在被功率放大/匹配電路放大和濾波成正弦功率信號(hào)時(shí)引入了大量低次諧波，波形容易失真，能量在功率放大和濾波過(guò)程中有較大的損耗。

本文從驅(qū)動(dòng)器小型化和減小驅(qū)動(dòng)信號(hào)失真的角度出發(fā)，以嵌入式微處理器為核心，基于有源濾波器和Class-D(D類)功率放大芯片，研究了一種新型高性能超聲波電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)方案?；谟性礊V波器的正弦信號(hào)發(fā)生器，能產(chǎn)生諧波分量較小的正弦信號(hào)，并具有較小的體積。理論上Class-D功率放大的效率高達(dá)90%，輸出信號(hào)為單極性SPWM差分信號(hào)，諧波分量較PWM波更小，可以提供失真度更小的驅(qū)動(dòng)波形，提高驅(qū)動(dòng)器能量轉(zhuǎn)化效率[11]。

1 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

1.1 總體設(shè)計(jì)

為滿足超聲波電動(dòng)機(jī)對(duì)驅(qū)動(dòng)器的要求，提出了如圖1所示的驅(qū)動(dòng)方案。采用數(shù)字信號(hào)處理(DSP)芯片為控制核心，設(shè)計(jì)了新型驅(qū)動(dòng)器。該芯片產(chǎn)生兩路頻率可調(diào)的相位差為90°的PWM波，并為MAX295芯片提供高頻時(shí)鐘信號(hào)?；贛AX295的正弦信號(hào)發(fā)生器將兩路PWM波轉(zhuǎn)化為兩路相位差為90°正弦信號(hào)。Class-D功率放大芯片TPA3116D2將兩路信號(hào)轉(zhuǎn)化為兩組差分SPWM波。通過(guò)變壓器將兩組SPWM波升壓，最后通過(guò)匹配電路產(chǎn)生正弦功率信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)電機(jī)起停、正反轉(zhuǎn)及調(diào)頻調(diào)速的功能。

圖1 驅(qū)動(dòng)器硬件框圖

1.2 正弦信號(hào)發(fā)生器設(shè)計(jì)

有源濾波器MAX295芯片是Maxim公司的八階巴特沃斯濾波器。巴特沃斯濾波器為一種有源低通濾波器，工作原理為濾除方波信號(hào)中頻率高于截止頻率的諧波分量，得到與方波信號(hào)頻率相等的正弦信號(hào)，并提供無(wú)功補(bǔ)償。八階巴特沃斯濾波器可以等效為如圖2所示的基本梯形濾波器電路結(jié)構(gòu)。

圖2 等效基本梯形濾波器電路結(jié)構(gòu)

巴特沃斯濾波器的特點(diǎn)是頻率響應(yīng)曲線在通頻帶和阻頻帶內(nèi)都很平坦，過(guò)渡帶較長(zhǎng)，通過(guò)增加濾波器階數(shù)可以有效減小過(guò)渡帶長(zhǎng)度。

有源濾波器MAX295芯片的3 dB截止頻率范圍為0.1 Hz～50 kHz，時(shí)鐘頻率對(duì)3 dB截止頻率的比為50∶1。旋轉(zhuǎn)行波環(huán)形超聲波電動(dòng)機(jī)的驅(qū)動(dòng)頻率范圍為37 kHz～45 kHz，最高驅(qū)動(dòng)頻率小于50 kHz，因此,嵌入式處理器的時(shí)鐘信號(hào)滿足MAX295的時(shí)鐘頻率要求，MAX295產(chǎn)生的正弦波信號(hào)可滿足驅(qū)動(dòng)頻率要求。

該正弦信號(hào)發(fā)生器的電路圖和實(shí)物圖如圖3和圖4所示。時(shí)鐘信號(hào)和兩路相位差為90°的PWM波均由DSP芯片提供，時(shí)鐘信號(hào)和PWM波頻率比保持為50∶1，可以調(diào)節(jié)可調(diào)電阻來(lái)得到不同幅值的正弦信號(hào)。正弦信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的正弦波信號(hào)如圖5所示。

圖3 正弦信號(hào)發(fā)生器電路圖(單相)

圖5 兩相正弦信號(hào)波形

時(shí)鐘信號(hào)的頻率、PWM波的頻率和相位可通過(guò)嵌入式處理器的寄存器值配置來(lái)調(diào)節(jié)。通過(guò)調(diào)節(jié)可調(diào)電阻對(duì)輸出信號(hào)分壓，實(shí)現(xiàn)對(duì)正弦信號(hào)幅值的調(diào)節(jié)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，該正弦信發(fā)生器具有較好的信號(hào)參數(shù)調(diào)節(jié)性能。

1.3 功率放大電路設(shè)計(jì)

功率放大電路基于Class-D音頻芯片設(shè)計(jì)，采用TI公司雙通道50 W的模擬輸入音頻功放芯片TPA3116D2。

TPA3116D2具有左右兩路聲道，可為超聲波電動(dòng)機(jī)的兩相提供輸出信號(hào)。信號(hào)輸入端支持單端或差分輸入，本文采用單端輸入的方式。在信號(hào)輸入端使用電容濾除正弦信號(hào)中的直流分量。芯片內(nèi)部通過(guò)控制開(kāi)關(guān)元件的通斷產(chǎn)生兩組SPWM差分波形[12]。該芯片作為音頻功放芯片，輸出信號(hào)的頻率為20 Hz～22 kHz，TRUM-40電機(jī)最高驅(qū)動(dòng)頻率為45 kHz左右，實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，該款芯片也可以提供30 kHz～50 kHz的正弦信號(hào)輸出，能夠滿足超聲波電動(dòng)機(jī)的驅(qū)動(dòng)要求。該芯片的載波頻率調(diào)節(jié)范圍為400 kHz～1 200 kHz，滿足過(guò)采樣要求。本文采用的參數(shù)為載波頻率400 kHz，功率增益26 dB。

根據(jù)選擇的參數(shù)，功率放大電路的電路圖和實(shí)物圖如圖6和圖7所示。

圖6 功率放大電路原理圖

圖7 功率放大電路實(shí)物圖

在輸入頻率為43 kHz，峰峰值為400 mV的正弦信號(hào)時(shí)，單通道輸出的兩路SPWM的差分信號(hào)如圖8所示。圖9為兩路差分信號(hào)差分得到的單極性SPWM波。根據(jù)面積等效原理，不同窄脈沖面積相同且形狀不同時(shí)，其在慣性環(huán)節(jié)的輸出波形基本相同，低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異[10]。對(duì)于超聲波電動(dòng)機(jī)，單極性的SPWM波可等效為圖9中虛線所示的正弦波。

圖8 TPA3116D2單通道輸出差分信號(hào)

圖9 TPA3116D2單通道輸出的相對(duì)電位差

在音頻功放芯片的輸出端，通常采用LC低通濾波，來(lái)濾除SPWM波中的二次和三次諧波。本方案利用超聲波電動(dòng)機(jī)本身的容性負(fù)載和變壓器副邊漏感構(gòu)成低通濾波器，將SPWM波濾成正弦波。

1.4 變壓器及匹配電路設(shè)計(jì)

根據(jù)TRUM-40電機(jī)15 W的功率、40 kHz的驅(qū)動(dòng)頻率以及300～400 V的峰峰值驅(qū)動(dòng)電壓等參數(shù)要求，設(shè)計(jì)了變比為1∶15和1∶20的變壓器。表1為變壓器選用參數(shù)。

表1 變壓器設(shè)計(jì)參數(shù)

匹配電路主要用于濾波和無(wú)功補(bǔ)償。在PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器中，超聲波電動(dòng)機(jī)為容性負(fù)載，可以串聯(lián)電感構(gòu)成低通濾波器，濾掉PWM波中的三次諧波和五次諧波等高次諧波分量，有效地改善輸出電壓和電流的波形，但PWM波的諧波分量較大，能量損失較高。SPWM波形主要諧波分量為二次諧波和三次諧波[13]，且增益較小，在本方案中只需利用變壓器副邊漏感即可構(gòu)成低通濾波器，能量損失更小。TRUM-40電機(jī)和副邊漏感組成的電路仍然呈容性，需要進(jìn)一步設(shè)計(jì)匹配模塊，提高驅(qū)動(dòng)器效率。

圖10為Class-D驅(qū)動(dòng)方案的單相匹配電路。LT為變壓器副邊漏感，Rm和Cm為超聲波電動(dòng)機(jī)的等效負(fù)載，LT和Cm構(gòu)成了低通濾波器；Lm為并聯(lián)匹配電感，用于補(bǔ)償無(wú)功功率。

圖10 Class-D音頻功放驅(qū)動(dòng)方案單相匹配電路

使用阻抗分析儀測(cè)量待匹配電路的阻抗，然后計(jì)算，使電路呈現(xiàn)阻性所需的并聯(lián)匹配電感值。由于阻抗分析儀只能測(cè)出電路在低電壓下的阻抗特性，和工作狀態(tài)下電路的阻抗特性有較大區(qū)別，因此本文還需要對(duì)匹配電感的電感值進(jìn)一步修正。使用可調(diào)電感進(jìn)行調(diào)試匹配，當(dāng)電機(jī)空載轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在60 r/min時(shí)，選取電源電流最小時(shí)的電感。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，TRUM-40電機(jī)的匹配電感值為4.2 mH～4.5 mH。

2 驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)浞治?/h2>

超聲波電動(dòng)機(jī)作為驅(qū)動(dòng)器的負(fù)載，當(dāng)電機(jī)工作在共振和反共振頻率附近時(shí)可以近似等效為電容與電阻的并聯(lián)[14]。PWM逆變式驅(qū)動(dòng)方案需要電機(jī)工作頻率與LC匹配電路諧振頻率接近，其電路等效模型如圖11所示。

圖11 PWM逆變式驅(qū)動(dòng)方案等效電路圖

圖11中，電感L和電容C構(gòu)成LC諧振網(wǎng)絡(luò)。電阻Rm和電容Cm為超聲波電動(dòng)機(jī)的等效負(fù)載。超聲波電動(dòng)機(jī)的功率主要由方波的基波控制，它必須由LC諧振網(wǎng)絡(luò)和電機(jī)負(fù)載共同作用才能產(chǎn)生正弦波。在恒壓驅(qū)動(dòng)條件下，當(dāng)電機(jī)負(fù)載特性發(fā)生變化時(shí)，超聲波電動(dòng)機(jī)兩端的真正電壓較高，且電壓對(duì)負(fù)載變化較敏感，導(dǎo)致電機(jī)振動(dòng)特性變化。這些電路特性難以實(shí)現(xiàn)較好的匹配電路。

基于Class-D音頻功放的驅(qū)動(dòng)方案，其電路等效模型如圖12所示。

圖12 Class-D音頻功放驅(qū)動(dòng)方案等效電路圖

圖12中，Llk為變壓器副邊漏感，Lma為并聯(lián)匹配電感。驅(qū)動(dòng)波形為差分SPWM波，諧波分量較方波更小，使用變壓器漏感和電機(jī)的容性負(fù)載即可構(gòu)成LC低通濾波網(wǎng)絡(luò)，產(chǎn)生正弦波驅(qū)動(dòng)電機(jī)。當(dāng)電機(jī)負(fù)載特性發(fā)生變化時(shí)，AB兩點(diǎn)之間電壓不會(huì)發(fā)生明顯變化，對(duì)負(fù)載變化不敏感。這些特性更有利于匹配電路的設(shè)計(jì)，產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)波形具有更小的諧波分量。

單極性SPWM波的重要參數(shù)包括調(diào)制波頻率和載波頻率，載波頻率與調(diào)制波頻率之比(載波比)較小會(huì)導(dǎo)致SPWM波中的諧波分量較大。載波比最大值受嵌入式處理器的硬件限制。在本文中，調(diào)制波可近似認(rèn)為頻率等于電機(jī)驅(qū)動(dòng)頻率的正弦波，載波為頻率400 kHz的雙極性等腰三角波。單極性SPWM輸出波形數(shù)學(xué)表達(dá)式如下[15]:

(1)

式中：Uo為調(diào)制正弦波；uc為雙極性等腰三角波；Ud為SPWM波峰峰值。設(shè)置電機(jī)驅(qū)動(dòng)頻率為40 kHz，使用Simulink仿真軟件對(duì)該參數(shù)下的單極性SPWM波進(jìn)行頻譜分析，分析結(jié)果如圖13所示。仿真結(jié)果顯示單極性SPWM波的主要諧波分量為二次諧波和三次諧波，二次諧波的幅值相當(dāng)于基波幅值的50%，三次諧波的幅值相當(dāng)于基波幅值的40%。

圖13 單極性SPWM波頻譜分析仿真結(jié)果

單極性SPWM波經(jīng)過(guò)LC低通濾波網(wǎng)絡(luò)后，得到的電機(jī)驅(qū)動(dòng)波形的頻譜分析結(jié)果如圖14所示。二次諧波幅值相對(duì)于基波幅值的百分比從50%下降至10%，三次諧波幅值相對(duì)于基波幅值的百分比從40%下降至5%，產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)波形較為接近正弦波形。

圖14 電機(jī)驅(qū)動(dòng)波形頻譜分析仿真結(jié)果

雖然PWM波的主要諧波分量(三次諧波、五次諧波)的增益比單極性SPWM波稍小，但是PWM逆變式驅(qū)動(dòng)方案的功率放大電路容易在開(kāi)關(guān)管開(kāi)閉時(shí)引入更大的諧波分量；PWM逆變驅(qū)動(dòng)方案的匹配電路對(duì)匹配電感及電容的精確度要求更高；功率方波經(jīng)過(guò)濾波后，驅(qū)動(dòng)波形的諧波分量比SPWM波更大。綜上所述，Class-D音頻功放驅(qū)動(dòng)方案電路更容易實(shí)現(xiàn)，驅(qū)動(dòng)波形諧波分量更小。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

使用PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器和Class-D方案驅(qū)動(dòng)器對(duì)同一臺(tái)TRUM-40電機(jī)進(jìn)行驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)，從輸出波形和電機(jī)性能兩方面對(duì)兩種方案進(jìn)行比較。

3.1 波形對(duì)比分析

圖15為使用PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器的TRUM-40電機(jī)在70 r/min轉(zhuǎn)速下的驅(qū)動(dòng)電壓波形，電源電壓為12 V，頻率為43 kHz，此時(shí)電源電流約為0.5 A。通過(guò)示波器的FFT功能可見(jiàn)，驅(qū)動(dòng)信號(hào)中還有較多諧波分量，主要為三次和五次諧波等高次諧波，僅三次諧波就達(dá)到23 dB。除此之外，還含有大量高次諧波。

(a) 輸出波形

(b) 輸出波形FFT分析

圖16為Class-D驅(qū)動(dòng)方案的輸出波形，電源電壓為12 V，驅(qū)動(dòng)電壓峰峰值為240 V，此時(shí)電機(jī)可正常起動(dòng)。波形在波峰波谷處有較小失真。通過(guò)示波器的FFT功能對(duì)波形分析可看出，主要諧波分量是增益為7.5 dB左右的二次和三次諧波，和一些增益較小的高頻諧波，明顯比PWM逆變式的諧波分量少。

(a) 輸出波形

(b) 輸出波形FFT分析

驅(qū)動(dòng)電壓峰峰值上升至300 V時(shí)，電機(jī)的電壓波形如圖17所示。當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓峰峰值增大時(shí)，波形失真變化程度較小。電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到70 r/min，電源電流為0.4 A左右，Class-D驅(qū)動(dòng)方案比PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器的電源電流小0.1 A左右。通過(guò)示波器的FFT功能對(duì)輸出波形進(jìn)行分析可見(jiàn)，諧波分量與峰峰值240 V的輸出波形的諧波分量類似，主要還是二次和三次諧波，增益略有提升，達(dá)到9 dB。

(a) 輸出波形

(b) 輸出波形FFT分析

為了進(jìn)一步減少驅(qū)動(dòng)波形中的諧波分量以及改善電流波形，可以進(jìn)一步調(diào)節(jié)由變壓器漏感和電機(jī)容性負(fù)載所構(gòu)成的低通濾波器的時(shí)間常數(shù)，改善濾波效果，也可以將SPWM波的載波頻率提高至1.2 MHz，提高信噪比，使驅(qū)動(dòng)信號(hào)更加平滑。

3.2 兩種方案的性能測(cè)試

對(duì)兩種驅(qū)動(dòng)方案的輸出轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩進(jìn)行測(cè)試。電源電壓都為12 V，電機(jī)驅(qū)動(dòng)頻率選用41 kHz，測(cè)試結(jié)果如圖18所示。

兩種方案的輸出轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速相差較小，輸出功率基本相同。PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)電機(jī)的空載電流為0.58 A，堵轉(zhuǎn)電流為0.65 A；Class-D方案驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)電機(jī)的空載電流為0.38 A，堵轉(zhuǎn)電流0.47 A。在輸出功率相同的條件下，Class-D方案驅(qū)動(dòng)器的電源功率均比PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器小，Class-D方案的驅(qū)動(dòng)器對(duì)電能的轉(zhuǎn)化效率明顯高于PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器的轉(zhuǎn)化效率。

圖18 PWM逆變方案與Class-D方案輸出轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速對(duì)比

3.3 Class-D方案高低溫驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)

PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器在功率放大電路中使用了開(kāi)關(guān)管，電機(jī)工作時(shí)發(fā)熱現(xiàn)象嚴(yán)重，在環(huán)境溫度不太高時(shí)就需要配備散熱片來(lái)散熱。

在Class-D方案中，TPA3116D2也具有較大的發(fā)熱量，功率放大電路的電流值容易受溫度影響，因此在高低溫實(shí)驗(yàn)箱中測(cè)量了Class-D方案驅(qū)動(dòng)器在不同環(huán)境溫度下驅(qū)動(dòng)TRUM-40電機(jī)的空載電流，檢驗(yàn)該驅(qū)動(dòng)器能否在較高環(huán)境溫度下正常工作。電機(jī)工作狀態(tài)參數(shù)為驅(qū)動(dòng)電壓峰峰值330 V，頻率41 kHz，測(cè)量電機(jī)工作20 min后，測(cè)得的電源電流數(shù)據(jù)如圖19所示。

圖19 Class-D方案驅(qū)動(dòng)器在不同環(huán)境溫度下電源電流曲線

實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)顯示，Class-D方案驅(qū)動(dòng)器在TPA3116D2芯片沒(méi)有加裝散熱片的情況下，其空載電源電流對(duì)環(huán)境溫度不敏感，在芯片工作溫度范圍內(nèi),空載電流穩(wěn)定在0.37～0.39 A。該驅(qū)動(dòng)器具有較好的熱穩(wěn)定性，更適合應(yīng)用在一些工作環(huán)境較為惡劣的場(chǎng)合。

3.4 驅(qū)動(dòng)方案性能對(duì)比

從驅(qū)動(dòng)電路的復(fù)雜程度來(lái)看，Class-D方案驅(qū)動(dòng)器需要額外的正弦信號(hào)發(fā)生器，但是其功率放大電路只需一片TPA3116D2芯片，電路結(jié)構(gòu)比PWM逆變驅(qū)動(dòng)方案更簡(jiǎn)單。

從驅(qū)動(dòng)器輸出波形來(lái)看，Class-D方案驅(qū)動(dòng)器的輸出波形失真較小，更接近正弦波；PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器的輸出波形在波峰波谷處失真明顯，主要諧波為三次諧波和五次諧波等高次諧波，且增益較大。

從驅(qū)動(dòng)器效率來(lái)看，兩種方案驅(qū)動(dòng)器分別驅(qū)動(dòng)電機(jī)，輸出功率相同時(shí)，Class-D方案的電源功率更小，其效率明顯高于PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器。

兩種驅(qū)動(dòng)器的綜合性能對(duì)比如表2所示。

表2 兩種驅(qū)動(dòng)器的性能對(duì)比

4 結(jié) 語(yǔ)

本文基于有源濾波器和Class-D功率放大芯片，設(shè)計(jì)了一種新型超聲波電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)方案，用于驅(qū)動(dòng)超聲波電動(dòng)機(jī)。使用DSP和MAX295芯片得到兩路相位差為90°的正弦信號(hào)，再通過(guò)基于Class-D功率放大芯片TPA3116D2的功率放大電路和相應(yīng)的變壓器進(jìn)行功率和電壓放大并直接用于驅(qū)動(dòng)超聲波電動(dòng)機(jī)，最后通過(guò)并聯(lián)匹配電感對(duì)電機(jī)進(jìn)行無(wú)功補(bǔ)償。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，與傳統(tǒng)的PWM逆變式驅(qū)動(dòng)器相比，本驅(qū)動(dòng)方案具有諧波分量小、體積小、效率高、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)。同時(shí)，本文驅(qū)動(dòng)方案可進(jìn)一步優(yōu)化，有效提高超聲波電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)器的驅(qū)動(dòng)性能，減小超聲波電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)器的體積。