低電壓低功耗偽差分兩級(jí)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器設(shè)計(jì)*

肖瑩慧

(中南財(cái)經(jīng)政法大學(xué) 武漢學(xué)院， 武漢 430000)

對(duì)于電池供電的應(yīng)用產(chǎn)品(如生物醫(yī)學(xué)植入式設(shè)備、無(wú)線傳感器網(wǎng)絡(luò)和微系統(tǒng))，如何降低功耗是極其重要的[1].為了滿足低功耗低電壓要求，人們通常使用工作在弱反型(或亞閾值)區(qū)域中的MOS晶體管[2].隨著薄氧化物技術(shù)的發(fā)展，為了避免擊穿并保持器件的可靠性，人們減少了電源電壓，短溝道器件的閾值電壓(Vth)也相對(duì)于電源電壓按比例縮小.短溝道器件傾向于短溝道效應(yīng)(SCE)，這種效應(yīng)降低了放大器的固有增益，使單級(jí)放大器難以獲得高增益[3-4].MOS晶體管配置的共射共基放大器因有限的電源電壓傾向于減小擺動(dòng)而不能使用.與串聯(lián)晶體管相比，具有公共柵極的堆疊復(fù)合(自共柵)晶體管[5]能夠提供較小的輸出電壓和高電阻值，通過(guò)級(jí)聯(lián)多個(gè)增益級(jí)可實(shí)現(xiàn)高增益，但需要額外的補(bǔ)償電路，且每個(gè)增益級(jí)需要額外的功率補(bǔ)償[6-7].

米勒補(bǔ)償[8-11]是兩級(jí)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)較為簡(jiǎn)單和流行的補(bǔ)償技術(shù)，嵌套式米勒補(bǔ)償將包含兩級(jí)以上放大器，其在兩個(gè)高阻抗節(jié)點(diǎn)之間放置一個(gè)補(bǔ)償電容(CC).由于從輸入級(jí)到輸出節(jié)點(diǎn)的前饋路徑將產(chǎn)生正(右手平面)零點(diǎn)，這會(huì)降低相位裕量并使OTA不穩(wěn)定.為了改善OTA的穩(wěn)定性，可以消除零點(diǎn)或?qū)⒘泓c(diǎn)置于較高頻率處.而為了將零點(diǎn)置于較高頻率處，第二級(jí)放大器則需要較大的偏置電流，這增加了放大器的總功耗.有兩種技術(shù)可使正零點(diǎn)無(wú)效，一種技術(shù)是將米勒電阻(RC)與CC串聯(lián)；另一種技術(shù)則是通過(guò)在CC和輸出節(jié)點(diǎn)之間放置電壓(電流)緩沖器來(lái)斷開(kāi)正向通路[12-13].但用于低頻OTAs和電壓(電流)緩沖器中的大量芯片會(huì)增加額外的功耗.

近年來(lái)，眾多低壓電路均利用了襯底驅(qū)動(dòng)晶體管，例如差分放大器、電流鏡、電壓基準(zhǔn)和緩沖器等[8-9].襯體驅(qū)動(dòng)晶體管能夠工作在低電壓條件下，但其襯底跨導(dǎo)、本征增益較小，而輸入電容較大.在文獻(xiàn)[5]中已實(shí)現(xiàn)了基于自級(jí)聯(lián)的OTA，但其品質(zhì)因數(shù)較??；文獻(xiàn)[1]中使用三阱CMOS技術(shù)實(shí)現(xiàn)了偽兩級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)和襯體驅(qū)動(dòng)OTA，但三阱技術(shù)的需求和額外的制造步驟導(dǎo)致了成本增加.這些OTAs使用電阻共模反饋電路不僅降低了輸出電阻值，且增大了芯片的面積.

本文提出一種低功耗、高增益的偽全差分二級(jí)OTA，OTA的輸入和輸出級(jí)處于AB類模式，意味著所有晶體管將驅(qū)動(dòng)輸入信號(hào)，從而提高壓擺性能.OTA的輸入級(jí)用作偽反相器，其增強(qiáng)了輸入跨導(dǎo)(gmⅠ)，采用正反饋技術(shù)來(lái)增強(qiáng)輸出跨導(dǎo)(gmⅡ).本文所提出的OTA工作電壓為0.5 V，負(fù)載電容為5 pF.

1　米勒補(bǔ)償偽兩級(jí)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器

1.1　主放大器

單級(jí)共源共柵電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中不適合設(shè)計(jì)工作在低電壓下的大擺幅高增益放大器，相反，通常采用多級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)期望的增益和輸出擺動(dòng)，可通過(guò)MOS晶體管的級(jí)聯(lián)以及多個(gè)增益的級(jí)聯(lián)來(lái)降低輸出電導(dǎo)或增加MOSFET的輸入跨導(dǎo)，以增加增益值[10].不同增益增強(qiáng)技術(shù)均有其優(yōu)缺點(diǎn)，級(jí)聯(lián)對(duì)于低電壓電路不可用，多級(jí)需要補(bǔ)償且每級(jí)會(huì)產(chǎn)生額外功率，電導(dǎo)可通過(guò)增加MOSFET的溝道而減小，但其增大了寄生電容.本文所提出的偽運(yùn)算跨導(dǎo)放大器基于低電源電壓，并且通過(guò)改善每個(gè)級(jí)的跨導(dǎo)而不增加分支中的電流來(lái)增強(qiáng)增益.此外，本文的OTA設(shè)計(jì)采用AB類模式以提高電壓擺幅與增益.

圖1為米勒補(bǔ)償二級(jí)偽運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的電路圖.圖1中，UIN和UIP為反相和同相輸入端，UON和UOP為運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出節(jié)點(diǎn).放大器第一級(jí)由偽差分對(duì)M1A-M1B、交叉耦合晶體管M2A與M4B以及M2B與M4A組成，所有晶體管偏置在亞閾值區(qū)域.在交叉耦合模式下，電壓緩沖電路M2A-M2B，M4A-M4B將輸入反饋到M3A-M3B.交叉耦合配置充當(dāng)電壓緩沖器，且其輸出反饋到M3A-M3B的柵極，由于耦合配置，輸入跨導(dǎo)將得到改善.輸入級(jí)PMOS晶體管的襯底偏置電壓低于襯底電壓，以減小閾值電壓.輸入級(jí)的公共輸出節(jié)點(diǎn)電壓等于連接PMOSM4A-M4B晶體管的柵極電壓，由于該種配置消除了共模反饋電路(CMFB)，為了避免額外的制造步驟，OTA中NMOS晶體管的所有襯底連接到地.

第二級(jí)放大器的交叉耦合(M6A-M6B，M8A-M8B)配置與第一級(jí)放大器的交叉耦合配置類似.M8A-M8B襯底連接為正反饋模式，作為共源放大器.總輸出級(jí)跨導(dǎo)等于輸出級(jí)PMOSM7A-M7B晶體管的跨導(dǎo)乘以交叉耦合共源結(jié)構(gòu)的增益AVCF，這有助于增強(qiáng)增益，并可保持右半復(fù)平面(RHP)零點(diǎn)處于較高頻率，以提高相位裕量.交叉耦合共源結(jié)構(gòu)的增益為

(1)

式中，gmK、gmbK和gdsK為第K個(gè)晶體管的柵極跨導(dǎo)、襯底跨導(dǎo)及漏極電導(dǎo).圖1所示電路中，晶體管MKA的所有參數(shù)等于晶體管MKB.

圖1　米勒補(bǔ)償?shù)亩?jí)偽運(yùn)算跨導(dǎo)放大器電路圖Fig.1　Circuit diagram of two-stage pseudo-OTA with Miller compensation

差分模式下偽運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的總增益為

(2)

(3)

gmⅡ=gm5+(gm7+gmb7)·

(4)

1.2　共模放大器

對(duì)于全差分放大器，其需要共模反饋將輸出節(jié)點(diǎn)穩(wěn)定到所需的值，一般等于中間電源電壓.這里二極管連接MOS放置在輸入和輸出級(jí)，設(shè)置共模電壓等于中間電容值.二極管連接的MOS柵極電壓等于共模電壓，施加的差分信號(hào)的輸入和輸出跨導(dǎo)是單獨(dú)的MOS跨導(dǎo)的總和.輸入有效跨導(dǎo)gmⅠC和輸出有效跨導(dǎo)gmⅡC及共模增益AVCM表示為

(5)

gmⅡC=gm5-(gm7+gmb7)·

(6)

(7)

1.3　頻率補(bǔ)償

米勒補(bǔ)償是一種用來(lái)補(bǔ)償兩級(jí)放大器的技術(shù)，使用該技術(shù)可以在分裂極點(diǎn)的兩個(gè)高阻抗節(jié)點(diǎn)之間插入補(bǔ)償電容.由于從輸入級(jí)到節(jié)點(diǎn)的前饋將產(chǎn)生正零點(diǎn)，這降低了相位裕量.本文所提出的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器使用米勒補(bǔ)償技術(shù)來(lái)使放大器穩(wěn)定，這里通過(guò)使零點(diǎn)保持在較高頻率實(shí)現(xiàn)期望的相位裕量.第二級(jí)放大器需要較大的跨導(dǎo)，其由正反饋交叉耦合配置得到增強(qiáng).米勒補(bǔ)償運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的極點(diǎn)和零點(diǎn)分別為

(8)

Pnd

(9)

(10)

式中：R1、R2為輸入和輸出級(jí)的輸出電阻；Pd、Pnd為主極點(diǎn)和非主極點(diǎn)；PZ為RHP零點(diǎn).

圖1中經(jīng)過(guò)米勒補(bǔ)償?shù)腛TA單位增益頻率為

(11)

2　模擬結(jié)果

2.1　基本特性

本文所提出的OTA基于Cadence Virtuoso環(huán)境設(shè)計(jì)，使用UMC 0.18 μm數(shù)字CMOS技術(shù)進(jìn)行模擬.為了觀察OTA的開(kāi)環(huán)增益和相位性能，設(shè)置負(fù)載電容(CL)為5 pF來(lái)對(duì)放大器電路進(jìn)行模擬.放大器的頻率特性模擬結(jié)果如圖2所示，可以看出，OTA增益為88 dB，單位增益頻率為35 kHz，相位裕量為62°.

圖3顯示了共模和電源抑制響應(yīng)特性.由圖3可以得出，放大器的共模抑制比(CMRR)約為94.5 dB，因?yàn)樵诘诙?jí)配置中的正反饋用作共模信號(hào)的負(fù)反饋，這導(dǎo)致在輸出節(jié)點(diǎn)處共模增益較小，所提出的OTA對(duì)共模和電源信號(hào)不敏感.

偽差分OTA的輸入?yún)⒖荚肼曁匦匀鐖D4所示，OTA的噪聲特性主要取決于輸入級(jí)跨導(dǎo)，其輸入級(jí)跨導(dǎo)是常規(guī)差分配置放大器的兩倍，噪聲抑制效果較好.

圖5顯示了負(fù)載電容(CL)為5 pF，電源電壓為0.5 V時(shí)，本文所提出的偽OTA大信號(hào)脈沖響應(yīng).當(dāng)誤差為0.1%和0.01%時(shí)，建立時(shí)間分別為40 μs和160 μs.

圖2　頻率特性模擬結(jié)果Fig.2　Simulation results of frequency characteristics

圖3　共模和電源抑制響應(yīng)模擬結(jié)果Fig.3　　　　Simulation results of common mode and power supply rejection response

圖4　輸入噪聲響應(yīng)特性模擬結(jié)果Fig.4　　　　Simulation results of input noise response characteristics

圖6為本文所提出的OTA在單位反饋增益模式下的共模范圍特性.當(dāng)輸入電壓為0.1～0.4 V時(shí)，其具有線性范圍，完全可以滿足低頻應(yīng)用.

圖5　單位增益模式下大信號(hào)脈沖響應(yīng)模擬結(jié)果Fig.5　　　　Simulation results of large signal impulse response under unity gain mode

圖6　單位增益模式下輸入共模范圍模擬結(jié)果Fig.6　　　　Simulation results of input common-mode range under unity gain mode

2.2　性能比較

表1對(duì)幾種OTA的主要參數(shù)進(jìn)行了對(duì)比，F(xiàn)OM1表示單位增益品質(zhì)因數(shù)，F(xiàn)OM2表示轉(zhuǎn)換速率品質(zhì)因數(shù).

由表1可知，本文所提出的放大器在增益、噪聲、單位增益頻率(UGF)和電源抑制比(PSRR)方面均顯示出更優(yōu)的性能，品質(zhì)因數(shù)(FOM)也高于其他OTA.其中，電源電壓為0.5 V，F(xiàn)OM1和FOM2分別為109、231，均為其他OTA的兩倍以上.另外，直流增益高達(dá)88 dB，而功耗僅為0.08 μW，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于其他OTA功耗.

3　結(jié)　論

本文提出了一種低電壓低功耗CMOS偽差分兩級(jí)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)，該放大器基于AB類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中輸入饋送到輸入晶體管.為了避免低增益問(wèn)題，在第二級(jí)放大器中采用正反饋技術(shù)提高了OTA的增益和穩(wěn)定性，同時(shí)獲得較小的電流及較大的跨導(dǎo).與之前文獻(xiàn)所提出的OTA相比，本文提出的OTA顯示出更好的品質(zhì)因數(shù)(FOM1和FOM2).同時(shí)，文中使用5 pF負(fù)載電容和0.5 V電源電壓對(duì)OTA進(jìn)行模擬，模擬結(jié)果顯示，本文提出的OTA在35 kHz的單位增益頻率下直流增益高達(dá)88 dB，相位裕量為62°.此外，輸入?yún)⒖荚肼曁匦阅M結(jié)果顯示，該OTA在低頻下具有更好的閃爍噪聲性能，且在1 kHz下的輸入?yún)⒖荚肼曈幸嬗谠谏镝t(yī)學(xué)中應(yīng)用.該OTA在0.5 V電源電壓下功耗為0.08 μW，遠(yuǎn)小于文獻(xiàn)中其他OTA的功耗.

表1　偽OTA與其他文獻(xiàn)中的OTA模擬仿真結(jié)果對(duì)比Tab.1　Comparison in simulation results of pseudo-OTA and OTA in other literatures