鎖頻鎖相的高功率微波器件技術(shù)研究?

黃華吳洋劉振幫袁歡何琥李樂樂李正紅金曉馬弘舸

(中國(guó)工程物理研究院應(yīng)用電子學(xué)研究所,高功率微波技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,綿陽 621900)

(2017年12月18日收到;2018年1月28日收到修改稿)

1 引 言

高功率微波(high power microwave,HPM)器件技術(shù)是20世紀(jì)80年代高功率脈沖功率技術(shù)與電真空器件技術(shù)相結(jié)合的產(chǎn)物,它是采用脈沖功率源產(chǎn)生的強(qiáng)流相對(duì)論電子束驅(qū)動(dòng)電真空器件激勵(lì)的HPM輻射.20世紀(jì)90年代,國(guó)外多種HPM器件產(chǎn)生了大于1 GW的輸出微波[1],到了21世紀(jì)初,我國(guó)的HPM器件研究也達(dá)到了相應(yīng)的技術(shù)水平[2].產(chǎn)生HPM的器件種類很多,按產(chǎn)生微波輻射的機(jī)理可分為[3]1)契倫柯夫輻射器件:電子穿過慢波結(jié)構(gòu)時(shí)電子運(yùn)動(dòng)速度高于慢波結(jié)構(gòu)中相速時(shí)產(chǎn)生的電磁輻射,如相對(duì)論返波管振蕩器(relativistic back-wave oscillator,RBWO)、相對(duì)論行波管放大器、相對(duì)論磁控管;2)渡越輻射器件:當(dāng)電子穿過象導(dǎo)電柵網(wǎng)或?qū)щ婇g隙等媒質(zhì)的擾動(dòng)時(shí),便產(chǎn)生了渡越輻射,如相對(duì)論速調(diào)管放大器(relativistic klystron amplifier,RKA)和3)韌致輻射器件,當(dāng)電子在外部磁場(chǎng)和/或者電磁場(chǎng)中振蕩時(shí)便會(huì)發(fā)生韌致輻射,如回旋管、自由電子激光和虛陰極振蕩器等.按輸出微波的相位和頻率特點(diǎn)可分為鎖頻鎖相HPM器件(如RKA和注入鎖定RBWO)以及HPM振蕩器,由于鎖頻鎖相HPM器件的輸出微波頻率或相位可通過改變注入微波的參數(shù)進(jìn)行調(diào)控,從而使得該類HPM器件在功率合成、粒子加速和多功能雷達(dá)等領(lǐng)域具有較好的應(yīng)用前景,在HPM研究領(lǐng)域得到了大力發(fā)展.

中國(guó)工程物理研究院應(yīng)用電子學(xué)研究所從1990年以來陸續(xù)開展了多個(gè)波段、多種類型的RKA研究,針對(duì)研究中遇到的問題,持續(xù)深入開展了RKA的束波互作用機(jī)理、雜頻振蕩抑制、脈沖縮短、高頻段高功率運(yùn)行、高增益等物理、設(shè)計(jì)與實(shí)驗(yàn)技術(shù)研究[4?25],使RKA的功率、相位穩(wěn)定性、增益和效率等性能有了顯著提高.而且,后續(xù)多家單位也陸續(xù)開展了多種類型的RKA研究[26?30].在深入掌握RBWO物理的基礎(chǔ)上,利用RBWO的效率高和結(jié)構(gòu)緊湊的優(yōu)點(diǎn),提出并開展了注入調(diào)制電子束鎖相的BWO研究,成功得到了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證[31?33].本文簡(jiǎn)要綜合闡述這些方面的S和X波段最新研究成果.

2 穩(wěn)頻穩(wěn)相的相對(duì)論速調(diào)管放大器技術(shù)

2.1 環(huán)形束RKA

對(duì)于工作于低頻微波波段(如L,S波段)的高功率RKA,雖然要求工作模式約束在諧振腔內(nèi)、傳輸電子束的圓柱漂移管尺寸不能太大,但漂移管能夠滿足功率大于10 GW以上的環(huán)形電子束傳輸.所以,低頻段的高功率RKA一般采用環(huán)形電子束驅(qū)動(dòng)圓柱漂移管結(jié)構(gòu)的圓柱或單重入腔RKA.同時(shí),RKA設(shè)計(jì)中還有兩個(gè)考慮:第一,為了提高RKA的功率容量、減輕空間電荷效應(yīng)對(duì)束波轉(zhuǎn)換效率和電子反射的不良影響,漂移管直徑在滿足主模截止條件下一般選擇盡量大一些;第二,為了提高RKA輸出微波頻譜純度、降低雜頻振蕩和相位波動(dòng)的風(fēng)險(xiǎn),一般對(duì)于輸出中等高功率(1—2 GW)、采用功率約100 kW的微波種子源和3腔RKA放大即可實(shí)現(xiàn)預(yù)定的性能參數(shù).對(duì)于第一個(gè)設(shè)計(jì)考慮,由于強(qiáng)流長(zhǎng)脈沖電子束在諧振腔內(nèi)會(huì)激勵(lì)高階模式,一般經(jīng)過大于100 ns的電子束激勵(lì)時(shí)間后很容易在器件內(nèi)激勵(lì)起幅度超過主模的高階模振蕩,造成主模工作的抑制或終止,如果輸出腔設(shè)計(jì)不合理,引起電子反射,會(huì)加速自激振蕩的形成.該現(xiàn)象輕微時(shí)引起輸出微波相位波動(dòng),嚴(yán)重時(shí)造成輸出微波脈沖縮短、頻率完全失去控制.針對(duì)這種問題,項(xiàng)目組開展了深入的物理機(jī)理、模擬和實(shí)驗(yàn)研究,提出了多種優(yōu)化抑制措施[5?8,11,12,15,16].同時(shí),深入分析了強(qiáng)流脈沖電子束特性驅(qū)動(dòng)RKA的瞬態(tài)過程及其相位波動(dòng)特性,經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計(jì)高頻系統(tǒng)參數(shù),降低了電子束波動(dòng)對(duì)RKA輸出微波幅度和相位的波動(dòng)靈敏度,提高了RKA輸出微波的穩(wěn)定性[13,14].

S波段3腔RKA結(jié)構(gòu)如圖1所示.其中,高頻系統(tǒng)由輸入腔、中間腔和輸出腔等3個(gè)諧振腔組成,輸入微波通過矩形波導(dǎo)注入到輸入腔并對(duì)電子注進(jìn)行速度調(diào)制,電子注在后面的漂移管中群聚,經(jīng)過中間腔的再調(diào)制后,高度群聚的電子注進(jìn)入輸出腔中,電子束的部分動(dòng)能轉(zhuǎn)換為高頻場(chǎng)能量并輸出到外接負(fù)載,實(shí)現(xiàn)利用注入電子注的能量來放大微波能量的目的.在起初實(shí)驗(yàn)中觀測(cè)中間腔后電子束的交變電流波形如圖2所示,其中電子束電壓700 kV、電流6 kA,電子束脈寬190 ns.交變束流中除了基波電流分量外,還有較大的3.6 GHz雜頻分量,其中雜頻分量主要集中在包絡(luò)的后半部分,基波電流分量在雜頻分量出現(xiàn)后迅速減小,使得輸出微波脈寬只有77 ns.粒子模擬中發(fā)現(xiàn)了同樣的問題,經(jīng)過進(jìn)一步的RKA冷腔分析發(fā)現(xiàn),由于漂移管尺寸過大,在輸入腔和中間腔之間形成了一個(gè)可以相互耦合傳輸、諧振頻率為3.6 GHz的雜模場(chǎng),該雜模場(chǎng)在諧振腔間隙為TM11模式,在漂移管中為TE11模式,可以在兩腔間傳輸,形成一個(gè)激發(fā)雜模的正反饋回路,其振蕩原理與兩腔振蕩器相同.因此,根據(jù)抑制振蕩器的原理,如果增大振蕩腔的損耗,可以顯著減緩或抑制雜頻振蕩的激勵(lì).為此,我們?cè)谳斎肭缓洼敵銮婚g的漂移管中插入損耗大于10 dB的微波損耗材料[11,13,14],或者在腔間加入一個(gè)帶環(huán)形電子束通道槽、同時(shí)隔離微波的擋環(huán)[12],都使自激振蕩和主模的脈沖縮短問題得到了明顯抑制,其中加損耗材料前后的調(diào)制束流波形結(jié)果如圖2和圖3所示.

圖1 S波段3腔RKA結(jié)構(gòu)圖Fig.1.Schematic diagram of three-cavity RKA for S-band.

圖2 雜頻振蕩激勵(lì)時(shí)的調(diào)制束流波形Fig.2.Modulation current waveform excited by multifrequency oscillation.

圖3 雜頻振蕩抑制后的調(diào)制束流波形Fig.3.Modulated current waveform after suppression of multi-frequency oscillation.

采用一維非線性束波互作用理論,分析了強(qiáng)流電子束脈沖前沿由于電子能量變化激勵(lì)腔體產(chǎn)生自激振蕩幅度、相位波動(dòng)的瞬態(tài)變化規(guī)律[15],結(jié)果如圖4所示.分析發(fā)現(xiàn):脈沖前沿的電子能量變化導(dǎo)致輸出相位持續(xù)變化,同時(shí)將導(dǎo)致輸出相位在脈沖平頂內(nèi)持續(xù)一段時(shí)間的抖動(dòng),而且脈沖前沿越短,相位波動(dòng)幅值越大,相位波動(dòng)持續(xù)時(shí)間越長(zhǎng).理論分析了脈沖電壓頂部波動(dòng)和RKA高頻系統(tǒng)等參數(shù)對(duì)RKA輸出微波幅度和相位影響的變化規(guī)律及其靈敏度.結(jié)果表明[14],脈沖電壓幅度波動(dòng)是造成RKA輸出微波相位抖動(dòng)的主要因素之一,而輸入腔、中間腔和輸出腔等高頻系統(tǒng)的諧振頻率和有載(或無載)Q值等參數(shù)對(duì)強(qiáng)流S波段3腔RKA輸出微波功率影響不是很靈敏,輸入輸出腔的諧振頻率在±(30—40)MHz、有載Q值相對(duì)差異在50%范圍內(nèi)對(duì)輸出微波功率影響不大于10%,中間腔的諧振頻率和無載Q值對(duì)輸出微波功率影響稍微靈敏一些.這主要是RKA的強(qiáng)流負(fù)載效應(yīng)造成輸入輸出腔的匹配設(shè)計(jì)有載Q值很低導(dǎo)致的.另外,通過對(duì)RKA的3個(gè)諧振腔高頻參數(shù)的優(yōu)化布局,可明顯降低電壓波動(dòng)對(duì)RKA輸出微波相位的影響,如圖5所示,15%的電壓波動(dòng)引起的相位波動(dòng)由100?減小到40?[16].

圖4 電壓脈沖前沿為50 ns時(shí)的微波相位瞬態(tài)曲線Fig.4.Microwave phase transient curve at the front 50 ns of pulse voltage.

圖5 電壓波動(dòng)15%引起RKA的(a)優(yōu)化前和(b)優(yōu)化后的相位變化Fig.5.RKA phase change curve(a)before optimization and(b)after optimization with voltage fluctuation of 15%.

采用上述分析的漂移管中加載吸波材料、優(yōu)化高頻系統(tǒng)的Q值、頻率、諧振腔間的漂移距離以及電子束阻抗和幾何尺寸等參數(shù),同時(shí)改善器件的裝配精度、電真空工藝以及收集極的散熱處理,使RKA輸出微波幅度和相位穩(wěn)定性有了顯著提高[13,14,16].采用電壓820 kV、束流7.5 kA、脈寬190 ns的環(huán)行電子束、注入微波功率約80 kW驅(qū)動(dòng)S波段3腔RKA,重頻25 Hz運(yùn)行得到了峰值功率GW級(jí)、脈寬166 ns、相位抖動(dòng)18?的輸出微波(2號(hào)RKA管的波形如圖6所示);研制的3支RKA輸出微波包絡(luò)較一致,幅度差小于10%,脈寬120 ns內(nèi)的相位差抖動(dòng)標(biāo)準(zhǔn)差最大12?(如圖7所示2號(hào)管和3號(hào)管的相位差波形(?φ32=φ3?φ2)),達(dá)到了多支RKA較好的鎖頻鎖相.

圖6 2號(hào)S波段3腔RKA重頻25 Hz/1 s運(yùn)行時(shí)輸出微波重疊波形Fig.6.Output microwave overlapped waveforms at pps of 25 Hz/1 s for No.2 S band three-cavity RKA.

圖7 三支RKA輸出微波及相位一致性波形Fig.7.Output microwave and phase consistency waveforms of three RKAs.

2.2 多注RKA

隨著應(yīng)用需求的發(fā)展,對(duì)RKA的品質(zhì)因子Pf2(P為輸出微波功率,f為微波頻率)提出越來越高的要求,但是對(duì)于常規(guī)結(jié)構(gòu)的RKA,由于空間電荷效應(yīng),對(duì)一定尺寸的漂移管存在傳輸束流的上限值;另一方面RKA的漂移管須對(duì)工作頻率的微波截止,因此高頻段RKA的漂移管半徑很小,限制了常規(guī)圓柱結(jié)構(gòu)RKA向高頻段高功率方向發(fā)展.為了探索RKA高頻段高功率運(yùn)行能力,2009年,項(xiàng)目組結(jié)合多注器件的特點(diǎn),提出并開展了X波段高功率同軸多注RKA研究[9,17?23].電子束及漂移管采用多注結(jié)構(gòu),高頻系統(tǒng)采用同軸擴(kuò)展互作用結(jié)構(gòu),在增大器件徑向尺寸的同時(shí)(即提供了多注電子束傳輸及互作用的橫向截面),可增大作用間隙的軸向尺寸,降低間隙電場(chǎng)強(qiáng)度而提高功率容量.這種結(jié)構(gòu)很容易控制同軸和圓柱漂移管帶來的工作與非工作模式傳輸激勵(lì)的自激振蕩,同時(shí)通過同軸高頻系統(tǒng)的模式控制,可以使高頻段RKA的功率容量得到數(shù)十倍提升,而且還具有較高的束波互作用效率.其中需要解決的關(guān)鍵技術(shù)問題包括高效率的強(qiáng)流電子束引出與傳輸、高頻系統(tǒng)的模式控制、高效率的微波注入與提取等.

起初在實(shí)驗(yàn)中遇到了強(qiáng)流多注電子束引入多注漂移管效率低、束流發(fā)射不均勻和扭變等問題,造成多注RKA整管束波互作用效率很低(不大于10%).經(jīng)過理論、模擬和實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)[21,22],由于陰極底座的電子發(fā)射、二極管區(qū)的束流旋轉(zhuǎn)漂移和引導(dǎo)磁場(chǎng)的不均勻等問題,造成引入到多注漂移管和互作用區(qū)的束流損失較大(引入效率約70%),降低了多注RKA的整管效率.為此,提出了相應(yīng)的解決措施:優(yōu)化陰極及其底座形狀,減小陰極底座發(fā)射;適當(dāng)控制陰陽極間距、提高二極管區(qū)引導(dǎo)磁場(chǎng)強(qiáng)度和均勻性;陰極柱沿電子束角向旋轉(zhuǎn)的反方向旋轉(zhuǎn)一定角度等.通過上述措施,明顯抑制了陰極底座的束發(fā)射,提高了束流引入效率和束流發(fā)射均勻性,模擬引入效率從最初的82%提高到99%,實(shí)驗(yàn)引入效率從70%提高到90%以上,有力促進(jìn)了多注RKA整管效率提高和工作穩(wěn)定性的改善.改善后的陰極束流發(fā)射軌跡如圖8所示,圖8(a)和圖8(b)分別為電子發(fā)射的縱截面和橫截面的軌跡和空間密度分布圖,其中黃色為石墨陰極頭的發(fā)射電子,紅色為陰極支撐桿的發(fā)射電子;圖8(c)為空間動(dòng)量分布圖,其中紅黃顏色發(fā)射電子含義與前相反.

圖8 改進(jìn)多注陰極的束流產(chǎn)生分布圖 (a)發(fā)射電子的縱截面;(b)發(fā)射電子的橫截面軌跡;(c)發(fā)射電子的空間密度分布Fig.8.Electron generation distribution of improved multi-beam cathode:(a)Longitudinal trajectory of emitted electrons;(b)across trajectory of emitted electrons;(c)space distribution of emitted electrons.

X波段同軸多注RKA的結(jié)構(gòu)原理如圖9所示.為降低對(duì)輸入微波功率的需求,提高器件增益,設(shè)計(jì)采用兩個(gè)中間腔以增強(qiáng)工作模式對(duì)電子束的調(diào)制,同時(shí)第2個(gè)中間腔和輸出腔采用多間隙擴(kuò)展互作用結(jié)構(gòu)以降低間隙場(chǎng)強(qiáng),避免射頻擊穿;為了保證大功率微波的高效率注入、激勵(lì)均勻的基模,輸入腔采用了對(duì)稱開耦合孔的微波輸入方式;輸出腔采用腔外壁開環(huán)形耦合孔、輸出同軸TEM模,最后通過TEM-TM01模變過渡到圓波導(dǎo)模式,保證了輸出模式的均勻分布提取,同時(shí)也保證了高功率容量.為與實(shí)驗(yàn)對(duì)比,模擬分析了脈沖電子束驅(qū)動(dòng)多注RKA的相位特性.電壓最大值600 kV,束流最大值5 kA,上升沿70 ns,平頂105 ns,下降沿80 ns,電子束的阻抗始終保持不變.計(jì)算得到在平頂階段輸出微波功率1.2 GW、效率40%、脈寬(半高寬)160 ns.由輸出微波的頻譜(如圖11)和相位波形(如圖10)可知,存在一個(gè)主頻與輸入微波頻率相一致,但在主頻峰兩側(cè)存在一系列邊頻,同時(shí)在輸出微波相位波形的前后沿出現(xiàn)了波動(dòng).這是因?yàn)?在電子束電壓的上升沿,電子速度逐漸增大;電壓下降沿,電子速度逐漸減小.這樣不同時(shí)刻的電子從輸入腔傳輸?shù)捷敵銮坏倪\(yùn)動(dòng)時(shí)間?t也由大變小,經(jīng)過電壓平頂?shù)姆€(wěn)態(tài)過程后又由小變大.根據(jù)輸入微波經(jīng)過腔體和漂移管的傳輸放大到達(dá)輸出波導(dǎo)后產(chǎn)生相移的近似變化規(guī)律?φ∝ω?t可知(ω為RKA工作角頻率),會(huì)造成輸出微波相位先向下、中間平頂和后向下的變化過程,如圖10所示.

圖9 X波段同軸多注RKA結(jié)構(gòu)Fig.9.Schematic diagram of X-band mulita-beam RKA.

圖10 脈沖電子束驅(qū)動(dòng)多注RKA的輸出微波相位特性曲線模擬結(jié)果Fig.10. Simulation results of microwave phase of multi-beam RKA driven by pulsed electron beam.

在器件仿真設(shè)計(jì)中,采用實(shí)驗(yàn)相同的電子束參數(shù),并沒有出現(xiàn)實(shí)驗(yàn)中比較明顯的雜模振蕩和脈沖波形后端的相位波動(dòng)現(xiàn)象,而實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn),相位鎖定50 ns后,輸出微波相位發(fā)生了顯著的波動(dòng),相位波動(dòng)大于80?,其頻譜在主頻峰兩側(cè)還存在兩個(gè)邊頻9.352 GHz和9.383 GHz.分析發(fā)現(xiàn),該種現(xiàn)象可能是由于模擬中設(shè)定電子束的束流品質(zhì)較好,而實(shí)驗(yàn)中石墨爆炸發(fā)射產(chǎn)生的電子束,其束流質(zhì)量相對(duì)較差,更容易產(chǎn)生電子回流.同時(shí),常用的粒子仿真軟件也沒有考慮電子束轟擊到導(dǎo)體壁上產(chǎn)生等離子體和二次電子倍增等現(xiàn)象所帶來的影響.為了抑制或者減緩電子回流、電子束擴(kuò)散和相位抖動(dòng),實(shí)現(xiàn)輸出微波相位穩(wěn)定,對(duì)多注二極管和高頻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了以下改進(jìn)設(shè)計(jì):1)優(yōu)化陽極入口漂移管位形,減小電子徑向發(fā)射分量,同時(shí)減小電子束的能散和波動(dòng);2)適當(dāng)增大陰極直徑,以增大電子束直徑,減小電子束的空間電荷密度,從而減弱空間電荷效應(yīng)影響;3)增加陰陽極間距離以增大電子束的阻抗,從而在電壓保持不變的情況下,減少束流以減弱空間電荷效應(yīng)的影響;4)增大軸向引導(dǎo)磁場(chǎng)的強(qiáng)度、提高引導(dǎo)磁場(chǎng)的均勻性,減輕群聚電子束散焦和二次電子產(chǎn)生概率;5)優(yōu)化輸出腔的腔型和特征參數(shù),降低輸出腔間隙電壓以減少電子回流,同時(shí)使輸出腔的提取效率沒有明顯降低.實(shí)驗(yàn)中經(jīng)過綜合采取上述措施,使X波段多注RKA的輸出微波脈沖縮短、相位波動(dòng)和工作穩(wěn)定性得到明顯提高,輸出微波波形和輸出輸入微波的相對(duì)相差曲線如圖11所示.從圖11可知,器件每一炮輸出微波的一致性相對(duì)較好,能夠?qū)崿F(xiàn)重頻穩(wěn)定工作;當(dāng)輸入微波功率30 kW 時(shí),測(cè)量得到重頻輸出微波功率達(dá)到GW級(jí),脈寬為160 ns,整管效率34%;在0—60 ns相位穩(wěn)定性較好,60 ns之后相差抖動(dòng)略有增大;重頻25 Hz/1 s運(yùn)行時(shí)在0—100 ns范圍內(nèi)相對(duì)相差抖動(dòng)極差小于±30?,標(biāo)準(zhǔn)相位差約15?.

圖11 X波段多注RKA重頻25 Hz/s輸出微波重疊波形(a)和相差波形(b)Fig.11. Overlapped waveforms of(a)output microwave and(b)relative phase dif f erence of X-band multi-beam RKA at pps of 25 Hz/s.

2.3 高增益RKA

長(zhǎng)期以來,受非工作模式自激振蕩的影響,RKA增益普遍偏低,輸出相位抖動(dòng)較大.發(fā)展高增益RKA,就必須要抑制非工作模式的自激振蕩.2010年,項(xiàng)目組提出了在S波段3腔RKA基礎(chǔ)上增加一個(gè)中間腔的方法以提高器件增益,并對(duì)其中主要遇到的自激振蕩機(jī)理開展了深入的理論、模擬與實(shí)驗(yàn)研究[10,24,25],建立了反映高次模自激振蕩物理過程的兩腔強(qiáng)耦合模型,推導(dǎo)出描述高次模自激振蕩過程的非線性自洽方程組,文獻(xiàn)[10]從理論上定量給出了高次模自激振蕩的起振條件為

式中IA為阿爾芬電流,β0=v0/c為電子相速(c為光速),γ0為相對(duì)論因子,ρ為高次模式的特性阻抗,Q為腔體品質(zhì)因數(shù),L1和φc分別為相鄰諧振腔間的漂移段長(zhǎng)度和相位差.

依據(jù)高次模式自激振蕩的物理模型,建立了一套有效的自激振蕩抑制方法,得到模擬和實(shí)驗(yàn)的驗(yàn)證.在高增益RKA研制過程中,主要采取的模式控制措施有:1)優(yōu)化漂移管長(zhǎng)度L1,以改變高次模與電子束的相位關(guān)系;定義歸一化電流I=I0/Istart-up,圖12是歸一化電流I與漂移管長(zhǎng)度L1的關(guān)系,在器件設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)當(dāng)保證漂移管長(zhǎng)度選擇使得歸一化電流I<1;2)加載微波吸收體,降低高次模式Q值.為不影響工作模式,采取在漂移管壁加載吸收體的方式.在有效解決高增益RKA中高次模式自激振蕩的基礎(chǔ)上,器件增益突破了60 dB,圖13是S波段高增益RKA的電子束和輸出微波波形.

為進(jìn)一步解決高增益RKA輸出微波相位抖動(dòng)較大的問題,對(duì)高增益RKA實(shí)驗(yàn)采集的射頻波形進(jìn)行詳細(xì)的時(shí)域、頻域和相位分析,準(zhǔn)確獲取了器件輸出微波的頻率、相位和時(shí)頻特性.結(jié)合粒子模擬,研究確認(rèn)了電子回流是影響輸出微波相位特性的主要因素,在有效控制電子回流的情況下,鎖相精度達(dá)到±10?,鎖相時(shí)間達(dá)90 ns,如圖14所示[24,25].

圖12 歸一化電流與漂移管長(zhǎng)度關(guān)系Fig.12.The normalized current as a function of drifting length.

圖13 高增益RKA電子束及和輸出微波檢波波形Fig.13.Waveforms of electron beam and output microwave for high gain RKA.

圖14 高增益RKA輸出微波相位抖動(dòng)波形Fig.14.Fluctuation waveform of output microwave phase for high gain RKA.

3 注入鎖相的相對(duì)論返波管振蕩器

如2.2節(jié)所述,傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的高功率RKA在向高頻段發(fā)展時(shí)會(huì)遇到器件尺寸與工作頻率共渡的問題,為實(shí)現(xiàn)高頻段(例如X,Ku波段)高功率微波器件的相位控制,自2013年以來,項(xiàng)目組在研制X波段長(zhǎng)脈沖RBWO的基礎(chǔ)上開始探索注入鎖定RBWO的研究工作[31].采用調(diào)制電子束實(shí)現(xiàn)RBWO相位鎖定的技術(shù)路線,相比傳統(tǒng)的注入微波鎖相,具有調(diào)制電子束直接參與束波互作用、電子束調(diào)制深度可通過漂移管群聚增強(qiáng)等特點(diǎn),對(duì)注入微波功率的要求大大降低.對(duì)于過模速調(diào)型微波振蕩器件,過模調(diào)制電子束的產(chǎn)生是器件的核心,項(xiàng)目組創(chuàng)新性地提出了一種過模調(diào)制腔結(jié)構(gòu),利用工作于TM02模式的諧振反射器實(shí)現(xiàn)調(diào)制腔與二極管、輸出慢波段的隔離,相比于傳統(tǒng)速調(diào)管的截止漂移管,過模調(diào)制結(jié)構(gòu)的漂移管半徑增大2.3倍,使得漂移管能傳輸?shù)目臻g電荷限制電流大大提高.過模調(diào)制腔的模擬模型如圖15中的前部所示,它由兩個(gè)反射腔、漂移段和輸入波導(dǎo)組成.

由于過模調(diào)制腔仍采用圓柱漂移管和環(huán)形電子束,相比于同軸和多注等結(jié)構(gòu),具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、電子束易于成型和聚焦等優(yōu)點(diǎn),可用于過模調(diào)制鎖相振蕩器初始調(diào)制電子束的產(chǎn)生.同時(shí),過模調(diào)制腔內(nèi)的駐波電場(chǎng)分布與擴(kuò)展互作用結(jié)構(gòu)類似,其特性阻抗更高,調(diào)制效率也更高.相比于單間隙腔,調(diào)制效率提高近1.5倍,降低了振蕩器鎖相對(duì)注入微波功率的要求.調(diào)制鎖相RBWO整管模型如圖15,器件在結(jié)構(gòu)上分為過模微波調(diào)制腔、中間腔、漂移段和微波輸出腔四部分.調(diào)制鎖相返波管的工作原理是:微波種子源產(chǎn)生的微波注入到輸入腔,在腔內(nèi)激勵(lì)起駐波電場(chǎng),對(duì)穿過其間隙的電子束進(jìn)行調(diào)制;電子束在隨后的漂移管中將速度調(diào)制轉(zhuǎn)換為密度調(diào)制,并利用中間腔進(jìn)一步增強(qiáng)電子束的調(diào)制;帶調(diào)制的電子束進(jìn)入到過模RBWO中,即能鎖定振蕩器輸出微波的頻率和相位.為實(shí)現(xiàn)過模RBWO的模式控制,在漂移管壁加載微波吸收體,用于衰減透射微波,切斷高次模式的反饋通路,實(shí)現(xiàn)器件模式控制.這樣,過模微波調(diào)制腔與返波管振蕩器在結(jié)構(gòu)上相對(duì)獨(dú)立,可以分別優(yōu)化調(diào)節(jié)到最佳狀態(tài).

圖16(a)是實(shí)驗(yàn)中標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)源以及鎖相器件輸出微波的射頻波形和頻譜,輸出微波射頻波形包絡(luò)平坦,頻譜純凈,說明器件的模式得到有效控制;種子源信號(hào)和輸出微波的頻率及譜寬完全一致.圖16(b)是注入微波功率90 kW時(shí),連續(xù)三炮鎖定輻射微波與種子微波源間的相差曲線,輸出微波在鎖相50 ns內(nèi)相位抖動(dòng)小于±20?,鎖相時(shí)RBWO輸出功率達(dá)到GW級(jí),從而證明采用調(diào)制電子束鎖相方法可以有效降低振蕩器鎖相對(duì)種子微波功率的要求,百kW級(jí)的種子微波即可實(shí)現(xiàn)對(duì)GW量級(jí)輸出微波的相位鎖定.

圖15 X波段調(diào)制鎖相RBWO原理圖Fig.15.Schematic diagram of X-band injection locked phase RBWO.

圖16 X波段調(diào)制鎖相RBWO(a)輸入輸出微波及(b)相差波形Fig.16.(a)Input/output microwave and(b)phase dif f erence waveform for X-band injection locked phase RBWO.

4 結(jié) 語

結(jié)合高功率脈沖電子束特點(diǎn),從物理、模擬和實(shí)驗(yàn)深入研究并驗(yàn)證了強(qiáng)流脈沖電子束驅(qū)動(dòng)高功率微波放大器——RKA實(shí)現(xiàn)輸出微波穩(wěn)頻穩(wěn)相的技術(shù)可行性,并通過提出同軸多注結(jié)構(gòu)和合理控制強(qiáng)流電子束空間電荷效應(yīng)及自激振蕩的不良影響,也分別實(shí)現(xiàn)了GW級(jí)高頻段(X波段)和高增益(約60 dB)的HPM放大穩(wěn)頻穩(wěn)相輸出.同時(shí)通過綜合吸取速調(diào)管和返波管的優(yōu)點(diǎn),提出并實(shí)現(xiàn)了高功率RWBO的鎖相微波輸出,使器件結(jié)構(gòu)更加緊湊.這些研究結(jié)果不但拓展了一大族HPM器件的科學(xué)技術(shù)研究,也為HPM器件在功率合成、粒子加速和高性能雷達(dá)等領(lǐng)域的應(yīng)用成為可能.

為了使鎖頻鎖相HPM器件走出實(shí)驗(yàn)室、滿足工程實(shí)際應(yīng)用,鎖頻鎖相HPM器件還需要進(jìn)行精細(xì)化研究和設(shè)計(jì),深入研究高性能長(zhǎng)壽命的強(qiáng)流陰極、電子束收集極及緊湊型、低能耗的電子束傳輸?shù)燃夹g(shù),進(jìn)一步提高HPM器件的電真空工藝和硬管化水平,降低對(duì)微波種子源的功率需求(小于10 kW),追求實(shí)現(xiàn)小型的固態(tài)化種子源,提高HPM器件與脈沖功率源的阻抗匹配性,從而滿足鎖頻鎖相器件結(jié)構(gòu)緊湊、能量效率高、運(yùn)行穩(wěn)定和壽命長(zhǎng)的工程應(yīng)用需求.

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