一種抑制共模漏電流的改進(jìn)多載波調(diào)制策略

李國棟，韓富強(qiáng)，閆海云，陳培育，王旭東

（1.國網(wǎng)天津市電力公司，天津 300010；2.天津大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，天津 300072）

一種抑制共模漏電流的改進(jìn)多載波調(diào)制策略

李國棟1，韓富強(qiáng)2，閆海云2，陳培育1，王旭東1

（1.國網(wǎng)天津市電力公司，天津 300010；2.天津大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院，天津 300072）

非隔離型光伏逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、效率高，但會在光伏組件和大地之間形成漏電流流通途徑，且采用傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略抑制該漏電流時所需載波個數(shù)較多?；贖橋級聯(lián)多電平逆變器（H-bridge cascaded multilevel inverter，HB-CMI）電路提出了一種改進(jìn)型調(diào)制策略，不僅有效地抑制了光伏發(fā)電系統(tǒng)中的漏電流，同時也使傳統(tǒng)調(diào)制策略所需的載波個數(shù)減少了一半。最后，在PSIM下搭建了仿真模型并驗證了所提調(diào)制策略的有效性和合理性。

非隔離型；多電平逆變器；共模漏電流；多載波調(diào)制

在全球能源短缺和溫室效應(yīng)的雙重危機(jī)下，作為一種綠色環(huán)保、可再生的優(yōu)質(zhì)能源，太陽能受到了世界各國越來越多的關(guān)注，光伏產(chǎn)業(yè)也得到了快速發(fā)展。但是由于其高額的安裝成本，使光伏總發(fā)電量相對其他常見的能源較小，因此降低光伏系統(tǒng)發(fā)電成本并提高系統(tǒng)效率成為了關(guān)鍵。其中一種降低成本的方法就是不使用變壓器，雖然變壓器可以確保系統(tǒng)的電氣隔離，但同時也會增加系統(tǒng)重量、體積、成本和損耗，大大降低了系統(tǒng)效率。因此，非隔離型光伏發(fā)電系統(tǒng)成為了學(xué)者關(guān)注的新寵［1］。雖然移除變壓器降低了系統(tǒng)成本和重量，但該發(fā)電系統(tǒng)通過寄生在光伏組件和大地之間的電容引入了漏電流，造成了額外的系統(tǒng)損耗。

隨著高壓大功率電力電子器件的發(fā)展，傳統(tǒng)兩電平、三電平結(jié)構(gòu)的逆變器已不能滿足大功率等級下的并網(wǎng)要求，逆變器結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)向多電平結(jié)構(gòu)方向發(fā)展。1980年日本學(xué)者Nabae等人在IEEE工業(yè)應(yīng)用年會上提出三電平中點鉗位式結(jié)構(gòu)，并在此基礎(chǔ)上提出了多電平逆變器思想，多電平逆變器相對傳統(tǒng)的兩電平和三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有諸多優(yōu)點：無需輸出變壓器和動態(tài)均壓電路，開關(guān)頻率低，開關(guān)器件承受的電壓應(yīng)力小，可避免較大的du/dt所導(dǎo)致的各種問題，由此可提高開關(guān)管的使用壽命［2］。其中較為突出的就是H橋級聯(lián)多電平逆變器（HB-CMI），它相對其他多電平拓?fù)渚哂泻唵位?、模塊化和最小數(shù)量的組件等顯著優(yōu)勢［3］。

因此，抑制光伏系統(tǒng)逆變器中的共模干擾問題成為了關(guān)鍵，共模電流必須控制在一定的范圍內(nèi)，才會減小其對設(shè)備和人身的傷害［4］。目前，國內(nèi)外解決非隔離型逆變器輸出共模電流問題的方法主要有硬件方法和軟件方法2類［5］。

硬件方法通過在逆變器輸出端增加濾波器來濾除共模電壓，或者采用改進(jìn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如H5，Heric拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［6-7］。這類方法的缺點是：額外添加硬件設(shè)備增加了逆變器的體積和重量，使控制系統(tǒng)設(shè)計復(fù)雜，同時需要對所用濾波器或變壓器的參數(shù)進(jìn)行重新設(shè)計，降低了系統(tǒng)的可靠性。

軟件方法從控制策略入手，即在不增加其他元器件的前提下，采用適當(dāng)?shù)拿}寬調(diào)制技術(shù)來降低共模電流。文獻(xiàn)［7-9］分別討論了采用雙極性調(diào)制、空間矢量調(diào)制和多載波調(diào)制保持共模電壓恒定，進(jìn)而有效地抑制漏電流的大小。由于軟件方法無需改變主電路結(jié)構(gòu)，因此在硬件成本、控制系統(tǒng)設(shè)計以及可靠性等方面相較硬件方法有明顯的優(yōu)勢。

本文以兩單元HB-CMI光伏系統(tǒng)為研究對象，首先分析了該系統(tǒng)共模電壓的產(chǎn)生原理，接著介紹了基于傳統(tǒng)多載波調(diào)制技術(shù)的改進(jìn)調(diào)制策略的原理，基于PSIM搭建系統(tǒng)仿真模型，仿真結(jié)果表明本文提出的改進(jìn)型調(diào)制策略在抑制漏電流的效果上較傳統(tǒng)調(diào)制策略具有明顯優(yōu)勢。

1 HB-CMI光伏系統(tǒng)共模電壓產(chǎn)生原理

本文針對兩單元HB-CMI光伏系統(tǒng)共模電壓產(chǎn)生原理進(jìn)行分析，如圖1所示，N1，N2分別表示每個單元的共模參考點，假設(shè)2個光伏單元的光伏模塊完全相同，那么2個單元對地的寄生電容是相同的，共模電壓和漏電流也是相同的，共模電壓用Vcm表示。

圖1 兩單元HB-CMI光伏系統(tǒng)Fig.1 Two units HB-CMI photovoltaic system

根據(jù)文獻(xiàn)［10］中對單相光伏逆變器共模電壓和共模電路的分析，對于上級H橋單元共模電壓Vcm=(Va1N1+Vb1N1)/2,根據(jù)基爾霍夫電壓定律，由圖1可以得出以下方程：

式中：Va1N1,Vb1N1分別為H橋兩相橋臂中點到直流側(cè)負(fù)端的電壓；Va2b2為H橋兩相橋臂中點之間的電壓；Vs為濾波電感兩端電壓，并且假設(shè)濾波電感L1,L2相等，因此其兩端電壓相等；Vac為電網(wǎng)電壓。

由于電網(wǎng)電壓對漏電流幾乎沒有影響，因此忽略Vac，將式（1）和式（2）相加得：

進(jìn)而得到共模電壓的等式為

由式（4）可知，HB-CMI光伏系統(tǒng)產(chǎn)生的共模電壓只與Va2b2,Va1N1,Vb1N1有關(guān)，而與其他變量無關(guān)。而漏電流的大小主要取決于級聯(lián)逆變器共模電壓的大小，因此，減小級聯(lián)光伏系統(tǒng)共模電壓的幅值是抑制漏電流的有效途徑。

2 改進(jìn)多載波調(diào)制策略的原理

為了限制漏電流的大小，必須保證在開關(guān)瞬間共模電壓的值最小。傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略下，共模電壓的最小值為2Vpv/(n-1),其中n表示逆變器輸出電壓的電平數(shù)，此時需要的載波個數(shù)為n-1個。由于級聯(lián)多電平逆變器的輸出電壓是各單元輸出電壓的疊加，因此對于兩單元逆變器的輸出電壓為 ±2Vpv,±Vpv,0。本文在傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，改進(jìn)后的調(diào)制策略的原理如圖2所示，此時需要的載波個數(shù)是(n-1)/2,因為載波個數(shù)只有原來的一半，因此改進(jìn)策略相較傳統(tǒng)調(diào)制策略大大減少了計算量。

圖2 改進(jìn)后的調(diào)制策略Fig.2 Improved modulation strategy

圖2所示為基于傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略改進(jìn)的調(diào)制策略，V1和V2表示改進(jìn)后調(diào)制策略所需要的載波。本文以傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略中的POD（phase opposite disposition）調(diào)制方式為基礎(chǔ)對其進(jìn)行改進(jìn)。改進(jìn)后的調(diào)制策略中，載波信號彼此同相位，且每半個周期后各個載波信號的相位翻轉(zhuǎn)180°。表1中示出了改進(jìn)后的調(diào)制策略下逆變器所具有的開關(guān)狀態(tài)和其對應(yīng)的共模電壓值。

表1 改進(jìn)后調(diào)制策略下的開關(guān)狀態(tài)及其相應(yīng)的共模電壓Tab.1 Switching instants of improved modulation and its corresponding common mode voltages

由表1可知，在兩單元HB-CMI光伏系統(tǒng)中，逆變器的開關(guān)共有6種開關(guān)狀態(tài)，其中僅有1種開關(guān)狀態(tài)輸出的共模電壓值為零，有3種開關(guān)狀態(tài)輸出的共模電壓值為Vpv,剩下2種開關(guān)狀態(tài)輸出的共模電壓值為Vpv/2。逆變器根據(jù)光伏的輸出電壓具有離散的輸出電壓級別，且共模電壓的大小由開關(guān)狀態(tài)所決定，逆變器輸出電壓的轉(zhuǎn)換由逆變器的電流方向決定，因此在所提改進(jìn)調(diào)制策略下該共模電壓的最大變化值為±Vpv/2。

5電平兩單元HB-CMI在改進(jìn)調(diào)制策略下的開關(guān)狀態(tài)如表1所示，改進(jìn)后的調(diào)制策略包括2種工作模式：分別定義為模式1和模式2。

1）模式1（0—T/2）。在這種模式下，逆變器的輸出電壓為0,-Vpv和-2Vpv。其中下級開關(guān)狀態(tài)是保持不變的，即開關(guān)S21，S24關(guān)斷，S23，S22開通，只考慮上級H橋的開關(guān)狀態(tài)變化，載波與調(diào)制波的關(guān)系可分為3種：

①當(dāng)V1＞Vref＜V2時，開關(guān)S11，S14開通，S12， S13關(guān)斷。此時,則逆變器輸出電壓；

②當(dāng)V1＞Vref＞V2時，開關(guān)S12，S14開通，S11， S13關(guān)斷。此時則逆變器輸出電壓；

③當(dāng)V1＜Vref＞V2時，開關(guān)S12，S13開通，S11， S14關(guān)斷。此時則逆變器輸出電壓

2）模式2（T/2—T）。在這種模式下，逆變器的輸出電壓為0,+Vpv和+2Vpv。與模式1相反，其中上級開關(guān)狀態(tài)是保持不變的，即開關(guān)S11，S14開通；S12，S13關(guān)斷，只考慮下級H橋的開關(guān)狀態(tài)變化，載波與調(diào)制波的關(guān)系可分為3種：

①當(dāng)V1＞Vref＜V2時，開關(guān)S22，S23開通；S21，S24關(guān)斷。此時Va2N2=0,Vb2N2=+Vpv,則逆變器輸出電壓Va2b2=-Vpv；

②當(dāng)V1＜Vref＜V2時，開關(guān)S21，S23開通；S22，S24關(guān)斷。此時Va2N2=+Vpv,Vb2N2=+Vpv,則逆變器輸出電壓Va2b2=0；

③當(dāng)V1＜Vref＞V2時，開關(guān)S21，S24開通；S22，S23關(guān)斷。此時Va2N2=+Vpv,Vb2N2=0,則逆變器輸出電壓Va2b2=+Vpv。

在改進(jìn)調(diào)制策略下，1個周期內(nèi)2種運行模式的開關(guān)狀態(tài)及其對應(yīng)的共模電壓的值如表1所示。從前述的討論中可以得出，基于所提改進(jìn)調(diào)制策略下的逆變器能產(chǎn)生5電平輸出電壓，且使得共模電壓的最大變化值為±Vpv/2,減小了共模電壓變化的范圍，達(dá)到了抑制漏電流的效果。

3 仿真分析

為了驗證所提改進(jìn)調(diào)制策略對漏電流的抑制作用，在PSIM仿真環(huán)境下搭建了兩單元HB-CMI電路仿真模型，如圖1所示。系統(tǒng)仿真參數(shù)為：PPV=1 kw，VDC=120V，CPV=100 nF，L=1.8 mH，f0=50 Hz，fs=3 kHz。

不同調(diào)制策略下系統(tǒng)漏電流的有效值IL（RMS）和輸出電壓的THD以及載波個數(shù)如表2所示。系統(tǒng)輸出漏電流波形和逆變器輸出電壓波形分別如圖3和圖4所示。

表2 漏電流有效值、逆變器輸出電壓THD及載波個數(shù)Tab.2 RMS of leakage current、THD of output voltage and number of carrier wave

圖3 不同調(diào)制策略下漏電流仿真波形Fig.3 The simulation waveforms of leakage current based on different modulation strategies

圖4 不同調(diào)制策略下逆變器輸出電壓仿真波形Fig.4 The simulation waveforms of output voltage based on different modulation strategies

仿真結(jié)果表明，從抑制漏電流的角度出發(fā)，改進(jìn)調(diào)制策略下漏電流的有效值最小；從輸出電壓波形的諧波品質(zhì)出發(fā)，改進(jìn)調(diào)制策略下逆變器輸出電壓波形的THD最??；從所需載波個數(shù)出發(fā)，改進(jìn)調(diào)制策略所需載波個數(shù)是傳統(tǒng)調(diào)制策略的一半，由此大大減少了計算量。

4 結(jié)論

本文以H橋級聯(lián)多電平逆變器為研究對象，基于傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略（以POD調(diào)制為基礎(chǔ)）提出了一種改進(jìn)型調(diào)制策略，通過搭建PSIM仿真模型并與傳統(tǒng)多載波調(diào)制策略相對比，結(jié)果表明，本文提出的改進(jìn)調(diào)制策略能有效抑制漏電流，輸出電壓波形畸變更小，且調(diào)制策略所需的載波個數(shù)相較傳統(tǒng)調(diào)制策略減少一半。

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An Improved Reduced Common-mode Leakage Current Multicarrier Modulation Strategy

LI Guodong1，HAN Fuqiang2，YAN Haiyun2，CHEN Peiyu1，WANG Xudong1
（1.State Grid Tianjin Electric Power Company，Tianjin300010，China；2.School of Electrical Engineering&Automation，Tianjin University，Tianjin300072，China）

The transformerless PV inverter topology has the advantage of simple structure and provides higher efficiency.However，the topology makes a path for leakage current between the PV module and the ground.Moreover，common multicarrier modulation strategy is adopted to reduce leakage current which has too many numbers of carriers.Based on the H-bridge cascade inverter circuit，an improved modulation strategy was proposed.Not only leakage current in the PV system was reduced，but also half the number of carriers compared to common modulation strategy was used.Eventually，a simulation model based on PSIM was built to verify the effectiveness of the proposed modulation strategy.

transformerless；multilevel inverter；common mode leakage current；multicarrier modulation

TM464

A

10.19457/j.1001-2095.20161207

2015-08-12

修改稿日期：2016-06-28

國網(wǎng)總部科技項目（SGTJDK00DWJS1500098）

李國棟（1978-），男，本科，高級工程師，Email：tjLGD@163.com