三相脈沖調(diào)制變流器驅(qū)動電源電磁兼容性能提升

王 冕, 曲東昌, 陳國柱

(浙江大學 電氣工程學院,浙江 杭州 310027)

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三相脈沖調(diào)制變流器驅(qū)動電源電磁兼容性能提升

王 冕, 曲東昌, 陳國柱

(浙江大學 電氣工程學院,浙江 杭州 310027)

針對三相脈沖寬度調(diào)制(PWM)變流器中開關管驅(qū)動電源受到主電路電磁干擾(EMI)的問題進行分析,研究如何提升電磁兼容(EMC)性能.對三相變流器中由于高速開關引起的高頻EMI源進行分析與定量的計算,建立三相變流器及驅(qū)動電源的高頻傳導模型.通過建立高頻模型,指出EMI源對驅(qū)動電源造成的干擾傳導通路有3條：主電路與驅(qū)動電源間的傳導通路Ⅰ和Ⅱ、驅(qū)動電源間的傳導通路Ⅲ,利用高頻模型得到3條傳導通路的高頻等效電路和相應的傳遞函數(shù),根據(jù)傳遞函數(shù)提出抑制3種干擾、提升驅(qū)動電源EMC性能的一般性方法.仿真與實驗結果表明,驅(qū)動電源間的干擾是主要干擾,通過在驅(qū)動電源負載端并聯(lián)電容的方法可以大大減小干擾.

三相脈沖寬度調(diào)制變流器；電磁兼容(EMC)；共模電壓；高頻傳導模型；驅(qū)動電源穩(wěn)定性

在功率變流器中,由于半導體器件的高速開關工作而產(chǎn)生的電磁干擾(EMI)問題由來已久.其中,在電壓型變流器中由于采用脈沖調(diào)制(PWM)技術而產(chǎn)生的高頻、高幅值跳變共模電壓是產(chǎn)生EMI的重要根源[1].

針對共模電壓干擾,一般可從干擾源、干擾路徑、被干擾對象3個方面進行抑制.現(xiàn)有文獻對變流器共模電壓干擾的抑制主要通過抑制干擾源來實現(xiàn)隔離,主要方式是通過改變調(diào)制方式[2-4]或增加額外電路[5-11]以降低共模電壓.然而,共模電壓對輔助驅(qū)動電源的干擾問題鮮有分析研究,干擾途徑、對驅(qū)動電源的干擾隔離及干擾抑制方法對變流器的正常運行至關重要,需要從理論和工程上進行研究.

在實際的電力電子裝置中,一般以開關電源作為輔助電源,變流器和開關電源的高頻參數(shù)為變流器共模電壓信號的傳遞提供了通路,使變流器開關管驅(qū)動電壓受到主電路高頻共模噪聲干擾,出現(xiàn)過欠壓,導致電路無法正常工作.另外,多路驅(qū)動電源之間電勢差會隨著各自的開關器件動作而高速跳變,由于寄生參數(shù)的存在會引起串擾的問題.

本文首先對三相變流器中由于器件高速開關引起的高頻共模電壓進行分析與定量計算,建立變流器及驅(qū)動電源的高頻傳導模型.在此基礎上,分析EMI源對驅(qū)動電源造成干擾的3條主要傳導通路,通過選取典型參數(shù)進行定量計算來描述3種干擾的影響.針對3條通路提出抑制干擾、提升電源EMC性能的一般性方法,通過仿真及實驗進行驗證.

1 變流器與驅(qū)動電源高頻模型

1.1 變流器共模電壓

圖1 三相PWM變流器及驅(qū)動電源結構圖Fig.1 Structure of three phase PWM converter and its auxiliary power supplies

一個變流器通常需要多套驅(qū)動輔助電源,在常規(guī)的三相逆變電路中,逆變橋的驅(qū)動電路供電由4路相互獨立的輔助電源完成,三相變流器及驅(qū)動電源結構如圖1所示.對應圖1的變流器,上面3個IGBT管分別用一路輔助驅(qū)動電源,下面3個IGBT管共用一路輔助電源,4路電源應該相互獨立.圖1中,直流側電壓由外部電源給定,電壓可以視為恒定值,記為Ud；O為三相交流電中性點；uAO、uBO和uCO為橋臂中點電壓,是高頻跳變的dv/dt干擾源；CA1、CA2、CB1、CB2、CC1、CC2為器件與大地GND之間的寄生電容,由于這些電容的存在,導致高頻共模信號與輔助電源間形成通路,具體的通路會進行分析；GND1～GND4分別為4個獨立驅(qū)動電源的參考地.

采用SPWM調(diào)制方式,設直流側電容中點為O′,根據(jù)Huang等[12]的研究可以推導圖1中電網(wǎng)中性點相對于直流中點的共模電壓uCM=uOO′=(uAO′+uBO′+uCO′)/3的數(shù)學形式為

(1)

式中：M為調(diào)制比；ωc為載波角頻率；ωm為調(diào)制波角頻率；N為載波比,為任意正整數(shù)；m為相對于載波的諧波次數(shù)；n為相對于調(diào)制波的諧波次數(shù).可以看出,開關次諧波及邊頻帶以及開關次的整數(shù)倍次諧波及邊頻帶是高頻干擾的主要成分.這些高頻量是造成電路干擾、使輔助電源不能穩(wěn)定工作的主要因素,需要分析這些干擾在主電路和輔助電源上的傳導方式,以便采取措施提升輔助電源的穩(wěn)定性.

1.2 PWM變流器及驅(qū)動電源高頻建模

共模電壓通過共模電容接地后引入到其他與地系統(tǒng)有電位關系的電路之中.對于輔助驅(qū)動電源,不考慮電源內(nèi)部由于自身影響產(chǎn)生的共模干擾[13],變流器和開關電源組成的典型系統(tǒng)的共模傳導模型如圖2所示.圖中,虛線框中分別為變流器和開關電源簡化后的等效電路；Lf為變流器濾波電感；Cc為CA1、CA2、CB1、CB2、CC1、CC2的集總參數(shù),表示變流器與大地之間的耦合電容,主要集中在功率器件的散熱基板與散熱器之間；Ci1、Ci2為變壓器原邊兩端對地的耦合電容,包括開關電源內(nèi)部的以及外部濾波電路的共模電容；Css1為變壓器原邊與副邊之間的跨接電容,在常規(guī)開關電源中用以防止變壓器原副邊由于電荷積累產(chǎn)生高壓放電；Css2為變壓器原邊與副邊之間的等效分布電容；CY1、CY2為開關電源輸出端的共模電容,CX為開關電源輸出差模電容,在共模模型中等效短路.開關電源一般經(jīng)過整流之后采用變壓器進行隔離、變換.

圖2 變流器與輔助電源共模等效模型Fig.2 High-frequency modeling of PWM converter and its’ power supplies

由圖2可見,由于高頻寄生參數(shù)的影響,產(chǎn)生于變流器橋臂上的高頻干擾會傳導入輔助驅(qū)動中.由于存在多路的驅(qū)動電源,電源之間存在高頻通路,這更加劇了干擾的負面影響.

2 高頻傳導通路分析

在三相逆變電路中,逆變橋驅(qū)動電路的供電由4路相互獨立的輔助電源完成.4路電源的相互獨立是指輔助電源輸出端的相互獨立,是基于低頻模型的獨立電源,實際上對高頻來講并非相互獨立.在高頻傳導模型中,由于輔助電源的輸入未實現(xiàn)隔離,存在高頻傳導通路.

如圖3所示為2個共交流輸入的開關電源的高頻等效模型以及在主電路共模信號影響下存在的高頻通路分析.圖2說明了EMI干擾存在于主電路和輔助驅(qū)動電源間,圖3明確了干擾在多路輔助電源系統(tǒng)中的具體傳導通路和傳導方式.

圖3 兩路輔助電源供電變流器典型EMI傳導路徑Fig.3 High-frequency modeling of two power supplies and EMI conduction routes in converters

2.1 傳導通路I分析

圖3中,通路I表示電源空載時,由于開關電源的輸出正、負極之間電路的不對稱性,導致輸出共模電容上的共模電壓轉化為差模,影響輸出電壓質(zhì)量.由圖3并結合圖2,可以得到共模傳導路徑的等效電路如圖4所示.

根據(jù)圖4可得共模電壓到CX上輸出電壓的傳遞函數(shù)為G1=ΔuO1(s)/uCM(s),記為第1種干擾.

(2)

式中：R為濾波電感和變流器內(nèi)阻及線路電阻的等效；C1=1/(1/Css+1/CX+1/CY)；C2=C1+Ci；L=Lf/3+Ll,其中Ll為電源輸入的等效電感.

在主電路參數(shù)確定的情況下,減小C1以及增大C2、CX和Ll有利于減小共模干擾.

圖4 通路I等效干擾傳導電路Fig.4 Equivalent conduction circuit of route I

2.2 傳導通路Ⅱ分析

通路Ⅱ存在于變流器主電路和輔助驅(qū)動電源之間.考慮電源輸出至負載的等效阻抗,共模電壓在輸出等效阻抗Ls和Rs上產(chǎn)生干擾,記為第2種干擾,等效通路如圖5所示.

圖5 通路Ⅱ等效干擾傳導電路Fig.5 Equivalent conduction circuit of route Ⅱ

得到共模電壓到輸出電壓的傳遞函數(shù)G2=ΔuO2(s)/uCM(s)為

(3)

2.3 傳導通路Ⅲ分析

在通路Ⅲ中,干擾產(chǎn)生于兩路輔助電源之間,記為第3種干擾.根據(jù)圖3所示的通路Ⅲ傳導路徑,可以將其等效電路表示為圖6所示.

輸出電壓變化與p點(p指橋臂中點A、B、C)電壓關系為

(4)

忽略直流量,記G3=ΔuO3(s)/uCM(s),則

(5)

通過式(3)、(6)可以看出,當Ls、Rs和Cs趨于0時,輸出電壓的畸變基本為0.

通路Ⅰ和Ⅱ所代表的干擾類型來源于無高頻隔離的驅(qū)動電源取電方式,可以通過增加EMI濾波器或其他高頻隔離手段對其進行抑制.通路Ⅲ存在于兩路輔助電源之間,多路輔助電源間不可避免地均存在高頻通路,影響巨大.

圖6 通路Ⅲ等效干擾傳導電路Fig.6 Equivalent conduction circuit of route Ⅲ

3 干擾影響分析與抑制

3.1 3種干擾影響的分析對比

3種干擾對輔助電源的輸出電壓都存在影響,

但是具體的影響大小無法量化.按照筆者的實際經(jīng)驗和電路測量所得,通過選取三相半橋變流器中的參數(shù)對3種干擾的影響進行量化評估,選定的具有代表性的電路參數(shù)如表1所示.

表1 三相變流器電路參數(shù)與分布參數(shù)

根據(jù)式(2)、(3)和(5)并結合表1的參數(shù)可以得到3種干擾對應的傳遞函數(shù)G1、G2、G3及波特圖,如圖7所示.圖中，Mag為傳遞函數(shù)的幅值.

圖7 3條傳導通路傳遞函數(shù)G1、G2、G3波特圖Fig.7 Bode diagram of transfer function G1, G2 and G3

從圖7可以看出,在選定的電路參數(shù)下,第一種干擾影響很小,基本可以忽略；第二種影響相對嚴重,且主要集中在中低頻段；第三種干擾對輔助電源輸出電壓造成的干擾最大,且主要集中在高頻段.

3.2 干擾抑制方法

通過以上分析,可以得出對3種干擾的抑制方法.針對第一種干擾,應增大輸入濾波電感Ll、共模電容CX；對于第二種干擾,除了上述措施外,還應該減小電源輸出與負載之間的距離以降低寄生電感、電阻.

第3種干擾在所研究范圍內(nèi)的影響最大.通過對圖3、6中的通路Ⅲ電路進行分析,提出在負載端就近加電容Co,同時減小回路寄生參數(shù)Css來提高輔助電源輸出電壓質(zhì)量的方法.按照上述方法,可以得到加入Co后輸出電壓變化與A、B、C三點電壓的關系,記G4=ΔuO4(s)/uCM(s),則

G4=

(6)

圖8 電源負載端加電容前、后干擾傳遞函數(shù)對比Fig.8 Bode diagram of transfer function G4 when Co varies

由式(6)可以看出,負載端所加電容越大,越有利于對干擾的抑制.如圖8所示為Co從0(不加電容)到100 μF變化時G4的幅頻特性圖.可見,隨著Co的加大,在靠近開關頻率處的干擾信號幅值顯著地減小,總體的干擾抑制性能得到了提升.

4 仿真與實驗驗證

為了驗證前述分析和提出的干擾抑制策略的正確性,在Matlab中建立三相半橋變流器模型進行仿真驗證.變流器主電路的主要參數(shù)如下：載波頻率fc為5 kHz,調(diào)制波頻率fm為50 Hz,直流側電壓Ud為750 V,調(diào)制比M取1,其他參數(shù)參見表1.

圖9分別給出3種干擾情況下的輔助電源輸出波形,前2種干擾的影響較小,第3種干擾幅值超過5 V,影響最嚴重.

圖9 3種干擾引起的輸出電壓變化量Fig.9 Simulation results of interference voltages caused on three conduction routes

在采用負載端加電容的方法后,前2種干擾下的輸出電壓幾乎沒有變化,仍然很小,但是第3種干擾受到有效抑制,輔助驅(qū)動電源的輸出電壓質(zhì)量得到了明顯的改善,仿真波形如圖10所示.

圖10 電源負載端加入電容Co=4.7 μF后的電壓噪聲Fig.10 Simulation results of interference voltage when Co=4.7 μF is paralleled

通過減小Css可以進一步降低噪聲.分布電容Css2無法消除,采用去掉電源變壓器原副邊跨接電容Css1的方法,使Css從5 nF變?yōu)? nF,得到的仿真結果如圖11所示.可以看出,Css減小后輸出端電壓擾動得到了進一步抑制.

圖11 電源負載端跨接電容Css從5 nF減小到1 nF后的電壓噪聲Fig.11 Simulation results of interference voltage when Css is reduced from 5 nF to 1 nF

基于仿真模型搭建實驗樣機,樣機的主要參數(shù)和表1、2相同.

如圖12所示為負載端加入干擾抑制電容Co=4.7 μF前、后的對比.如圖12(a)所示為加入電容Co前的輔助電源輸出電壓,輔助電源輸出電壓上的干擾電壓幅值達到5 V以上,并且主要由電源間的串擾產(chǎn)生,這與仿真結果相符,干擾很嚴重,導致系統(tǒng)無法正常運行.如圖12(b)所示為加入電容Co后的輔助電源輸出電壓,加入Co后共模電壓幾乎完全被抑制,輔助供電正常.

圖12 電源負載端加電容Co=4.7 μF前、后的電壓波形Fig.12 Comparison of supply voltages before and after Co is paralleled to output port

圖13 電源負載端加電容Co=4.7 μF后的電壓FFT分析Fig.13 Supply voltage and its’ FFT analysis whenCo=4.7 μF

如圖13所示為加入Co后的輔助電源電壓波形及FFT分析.可以看出,輔助電源電壓存在2處諧振峰,理論上,圖8中加入Co后傳遞函數(shù)G4存在2處諧振峰,仿真結果和理論分析相符,驗證了理論分析的正確性.

仿真結果圖9～11和實驗結果圖12證實了提出的在輔助電源輸出端并電容、減小變壓器寄生電容來抑制共模干擾方法的有效性；實驗結果圖13證實了式(6)和圖8關于加入Co后的通路Ⅲ傳遞函數(shù)分析是正確的.仿真與實驗結果證明了本文中高頻模型的正確性和提出的干擾抑制方法的有效性.

5 結 語

本文研究變流器驅(qū)動電源受主電路EMI干擾的問題.首先通過電路分析和合理簡化,得到干擾信號的高頻傳導等效電路.對3種不同的干擾進行數(shù)值分析與對比,提出抑制干擾的手段,即針對第1種干擾,應增大輸入濾波電感和共模電容；對于第2種干擾,除了上述措施,還應該減小電源輸出與負載之間的距離以降低寄生電感、電阻；對于第3種干擾,可以在驅(qū)動電源輸出端并聯(lián)電容、減小變壓器耦合電容.

理論分析表明,變流器對輔助電源的主要干擾來自于多電源之間的相互影響,即第3種干擾,前2種干擾的影響很小.仿真和實驗結果證明了多電源間的干擾是主要干擾,還表明輔助電源輸出端并電容后干擾大大減小,驗證了所提干擾抑制方法的有效性.

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EMC performance improvement of auxiliary power supplies in three-phase PWM converters

WANG Mian, QU Dong-chang, CHEN Guo-zhu

(CollegeofElectricalEngineering,ZhejiangUniversity,Hangzhou310027,China)

Auxiliary power supplies of the power electronic devices in three-phase pulse width modulation (PWM) converters were interfered by electro-magnetic interfere (EMI) noises. Electro-magnetic compatibility (EMC) performance improvement of the power supplies was analyzed. The high-frequency EMI source caused by high-frequency switching devices of the three phase converter was quantitatively analyzed and calculated. The high-frequency models of the converter and its auxiliary power supplies were given in detail. Three EMI conduction routes were illustrated based on the high-frequency modeling. Route Ⅰ and Ⅱ are between main circuit and the supplies. Route Ⅲ is between different supplies. The equivalent circuits and the corresponding transfer functions of the three conduction routes were obtained through the high-frequency model. Methods to suppress the interferences and improve the EMC performance of the auxiliary power supplies were proposed. The simulation and experimental results validate that interference between different supplies is the main EMI noise and can be greatly reduced through paralleled capacitors on the output of the power supplies.

three-phase PWM converter; electro-magnetic compatibility (EMC); common mode voltage; high-frequency conduction model; stability of auxiliary power supply

2015-03-17. 浙江大學學報(工學版)網(wǎng)址： www.journals.zju.edu.cn/eng

國家自然科學基金資助項目(51177147)；浙江省重點科技創(chuàng)新團隊資助項目(2010R50021).

王冕(1990—)，男，博士生，從事新能源發(fā)電大功率變換的研究.ORCID: 0000-0002-0104-0886. E-mail: wzcj@zju.edu.cn 通信聯(lián)系人：陳國柱，男，博導.ORCID: 0000-0002-4565-090X. E-mail： gzchen@zju.edu.cn

10.3785/j.issn.1008-973X.2016.04.009

TM 315

A

1008-973X(2016)04-0657-06