載波泄漏與I/Q失配矯正技術(shù)

雷倩倩

(西安工程大學(xué)理學(xué)院,陜西西安 710048)

載波泄漏與I/Q失配矯正技術(shù)

雷倩倩

(西安工程大學(xué)理學(xué)院,陜西西安 710048)

提出了一種基于數(shù)字基帶的載波泄漏與I/Q失配矯正方案.該方案只需在射頻芯片上引入一條矯正通路,將載波泄漏與I/Q失配量檢測(cè)出來(lái)發(fā)送給數(shù)字基帶,數(shù)字基帶完成矯正工作,減小了芯片面積和功耗,降低了設(shè)計(jì)難度.在TSMC 0.13μm CMOS工藝下,系統(tǒng)仿真結(jié)果表明,該矯正方案的載波泄漏誤差小于1.5%,I/Q失配的相位與幅度矯正誤差均小于6.5%.矯正鏈路的測(cè)試結(jié)果表明,I/Q幅度的不匹配體現(xiàn)在輸入信號(hào)兩倍的頻率上,矯正鏈路的帶寬為20 MHz,鏈路增益變化范圍為15 dB,步長(zhǎng)為5 dB.

直接變頻結(jié)構(gòu);載波泄漏;I/Q失配;直流失調(diào)

在直接變頻發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)中,一個(gè)嚴(yán)重的缺點(diǎn)是載波泄漏.載波泄漏會(huì)超越頻帶內(nèi)的信號(hào),降低信噪比,使誤碼率升高.同時(shí),載波泄漏會(huì)影響信號(hào)功率的精度指標(biāo),限制信道容量.另一個(gè)嚴(yán)重的缺點(diǎn)是同相和正交支路的幅度和相位失配,這種同相/正交(In-phase/Quadrature,I/Q)不平衡是發(fā)射機(jī)的性能瓶頸之一.常用的載波泄漏與I/Q失配矯正方案主要有兩種:一是基于模數(shù)轉(zhuǎn)換(Analog to Digital,AD)和數(shù)模轉(zhuǎn)換(Digital to Analog,DA)的矯正系統(tǒng)[1-4],需要在I/Q兩路分別引入兩套相同的矯正方案,為了得到合適的直流失調(diào)補(bǔ)償量,數(shù)字矯正算法比較復(fù)雜;二是基于功率檢測(cè)器的矯正技術(shù)[5-10],此技術(shù)需要引入功率檢測(cè)器等一些矯正模塊,而功率檢測(cè)器的設(shè)計(jì)較復(fù)雜.

筆者提出了一種新的矯正方案——基于數(shù)字基帶的矯正系統(tǒng).此方案只需要在射頻芯片上引入一條矯正通路,將載波泄漏與I/Q失配量檢測(cè)出來(lái)發(fā)送給數(shù)字基帶,其矯正工作是在數(shù)字基帶完成的,降低了設(shè)計(jì)難度.下面首先介紹基于數(shù)字基帶矯正系統(tǒng)的矯正原理,接著分別介紹載波泄漏與I/Q失配的矯正方法,最后對(duì)此矯正方案進(jìn)行仿真與測(cè)試驗(yàn)證.

1　基于數(shù)字基帶矯正系統(tǒng)的矯正原理

發(fā)射機(jī)中基于數(shù)字基帶的矯正系統(tǒng)如圖1所示,只需在射頻芯片上建立一個(gè)矯正通路(虛線框部分),對(duì)載波泄漏和I/Q失配量進(jìn)行檢測(cè).數(shù)字基帶接收到射頻芯片產(chǎn)生的這些信號(hào)后,對(duì)其進(jìn)行采樣和傅里葉變換,從而將失配信息取出,并在發(fā)射機(jī)輸入端發(fā)送正常工作信號(hào)時(shí)加上取反后的失配信息,消除射頻芯片的載波泄漏和I/Q失配.這種矯正系統(tǒng)主要的工作是在數(shù)字基帶實(shí)現(xiàn)的,射頻芯片只起一個(gè)橋梁作用,這相比于集成在射頻芯片上的自矯正系統(tǒng)[1-10]來(lái)說(shuō),設(shè)計(jì)難度降低了.

圖1　基于數(shù)字基帶矯正系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型

在圖1的基礎(chǔ)上建立一個(gè)發(fā)射機(jī)的數(shù)學(xué)模型.假設(shè)I路增益為α,Q路增益為β,I、Q兩路的等效輸入直流失調(diào)分別為δI和δQ;I、Q輸入測(cè)試信號(hào)分別為χBBI(t)=k cos(ω1t),χBBQ(t)=k sin(ω1t);I、Q載波信號(hào)分別為.其中k和ω1分別為輸入測(cè)試信號(hào)的幅度和頻率,ωC和θ分別為載波信號(hào)的頻率和I/Q相位失配.

在發(fā)射機(jī)正常工作時(shí),若鏈路中存在直流失調(diào)和I/Q失配,將上變頻混頻器的輸出信號(hào)平方后,得到

其中,M、N分別代表其他的直流項(xiàng)、高頻項(xiàng).若α=β,θ=0,那么式(1)中除直流項(xiàng)外,僅含有2ωC±2ω1項(xiàng),因此式(1)中的ω1和2ω1體現(xiàn)了發(fā)射鏈路中直流失調(diào)和I/Q失配的信息.

2　基于數(shù)字基帶矯正系統(tǒng)的矯正方法

2.1載波泄漏的矯正方法

對(duì)鏈路中存在直流失調(diào)的矯正方法進(jìn)行分析.在I路發(fā)送測(cè)試信號(hào)χBBI(t),Q路不發(fā)送數(shù)據(jù),對(duì)上變頻混頻器的輸出信號(hào)進(jìn)行平方和帶通濾波后,得到

其中,ω1的幅度中含有δ1的信息.利用數(shù)字基帶中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器在接收端對(duì)χ2(t)進(jìn)行采樣和傅里葉變換轉(zhuǎn)換到頻域,可知

其中,A是ω1和2ω1處幅度的比值.在式(3)中,由于k已知,通過(guò)計(jì)算A值來(lái)求δI的大小.在正常工作時(shí),把-δI通過(guò)加法器加在I路數(shù)字基帶數(shù)模轉(zhuǎn)換的輸入端,當(dāng)I路信號(hào)k cos(ω0t)-δI應(yīng)用到帶有δI的射頻發(fā)射機(jī)時(shí),成為k cos(ω0t),從而實(shí)現(xiàn)I路δI的消除.Q路δQ的消除方法與I路相同.

2.2I/Q失配的矯正方法

首先分析I/Q幅度的矯正.在上節(jié)中,δI和δQ都已消除,在這里認(rèn)為δI=δQ=0.在I路發(fā)送信號(hào)χBBI(t),Q路不發(fā)送數(shù)據(jù),信號(hào)經(jīng)過(guò)上變頻、平方和濾波后,得到

從式(4)看出,2ω1的幅度中含有α的信息.利用模數(shù)轉(zhuǎn)換對(duì)χ2(t)進(jìn)行采樣和傅里葉變換后,得到

記A=α2k2/8,接著,在Q路發(fā)送測(cè)試信號(hào)k cos(ω1t),I路不發(fā)送數(shù)據(jù),同理,得到Q路增益β的信息B=β2k2/8.記ε為Q路增益失配系數(shù),表示為

在正常工作時(shí),把ε通過(guò)乘法器加在Q路基帶數(shù)模轉(zhuǎn)換的輸入端,Q路信號(hào)為εk sin(ω0t)=(αkβ)sin(ω0t).當(dāng)I/Q兩路信號(hào)k cos(ω0t)和(αkβ)sin(ω0t)分別應(yīng)用到I路增益為α和Q路增益為β的射頻發(fā)射機(jī)時(shí),變成了αk cos(ω0t)和αk sin(ω0t),從而實(shí)現(xiàn)I/Q幅度失配的矯正.

接著分析I/Q相位的矯正.在I路發(fā)送信號(hào)χBBI(t),Q路發(fā)送χBBQ(t),且α=β,信號(hào)經(jīng)過(guò)上變頻、平方、濾波和采樣變換后,得到

從式(7)可知,2ω1的幅度中含有θ的信息.記C=α2k2sinθ4,那么

在正常工作時(shí),把θ通過(guò)補(bǔ)償電路加在Q路基帶數(shù)模轉(zhuǎn)換的輸入端,從而實(shí)現(xiàn)I/Q相位失配的矯正.

3　電路實(shí)現(xiàn)和仿真驗(yàn)證

3.1電路實(shí)現(xiàn)

平方電路如圖2所示.左半電路(M1～M5)為主放大器,完成能量檢測(cè);右半電路(M6～M10)為從放大器,提供與主放大器相同的直流偏置.左右兩邊電路具有相同的管子尺寸并偏置在相同的條件下,減小電路自身因溫度和工藝變化所引起的失調(diào)電壓.電路通過(guò)使用一對(duì)工作在飽和區(qū)的晶體管M1和M2將差分輸入

圖2　平方電路

電壓Vac轉(zhuǎn)換為電流I1:

從式(9)看出,利用上述結(jié)構(gòu)可以完成對(duì)上變頻混頻器輸出信號(hào)的平方處理.

本設(shè)計(jì)采用低階的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)帶通濾波器的功能.低頻可變?cè)鲆娣糯笃鞑捎每删幊谭答仦榛A(chǔ)的結(jié)構(gòu),為了提高載波泄漏的檢測(cè)范圍,可變?cè)鲆娣糯笃骶哂?5 dB,0 dB,5 d B和10 d B這4組不同的增益值供選擇,使有用頻率信號(hào)得到了充分放大和衰減.

3.2仿真驗(yàn)證

首先,對(duì)載波泄漏矯正進(jìn)行驗(yàn)證.在I路上變頻混頻器的輸入端人為地加入15 m V模擬直流失調(diào)量,在I路發(fā)送幅度為120 m V、頻率為3 MHz的測(cè)試信號(hào),Q路不發(fā)送信號(hào),載波信號(hào)的頻率為2.45 GHz.

圖3　可變?cè)鲆娣糯笃鬏敵霾ㄐ蜗鄳?yīng)的頻譜

信號(hào)經(jīng)過(guò)上變頻、平方、濾波、放大處理后的輸出頻譜如圖3(a)所示.由圖3(a)可計(jì)算出A值為0.507.已知k=120 m V,由式(3),得

其次,驗(yàn)證I/Q幅度矯正.在I路發(fā)送幅度為100m V,頻率為3 MHz的信號(hào),信號(hào)經(jīng)混頻器、平方檢測(cè)器、濾波器和放大器后的輸出頻譜如圖3(b)所示.圖3(b)中僅包含有用頻率成分6 MHz的信號(hào),這與式(4)吻合.接著,在Q路發(fā)送幅度為125 m V的信號(hào),可變?cè)鲆娣糯笃鞯妮敵鲱l譜如圖3(c)所示.根據(jù)式(6)和圖3(b)～(c)可知,A=14.04 m V,B=20.08 m V,Q路的增益失配系數(shù)ε=0.836 2.由于事先在I路輸入100 m V,Q路輸入125 m V,通過(guò)在Q路乘以ε后,Q路的幅度變?yōu)?04.5 m V,因此,矯正通路的矯正誤差率為

最后,驗(yàn)證I/Q相位矯正.I路發(fā)送幅度為100 m V,相位為0°的信號(hào);Q路發(fā)送幅度為100 m V,相位為85°的測(cè)試信號(hào).I/Q兩路輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)上述檢測(cè)通路后的輸出波形如圖3(d)所示.可知變量C=2.295 m V.根據(jù)式(8),sinθ=0.081 7,因此,θ=4.69°,矯正誤差率為

4　測(cè)試結(jié)果與分析

上述電路在TSMC 0.13μm工藝下實(shí)現(xiàn),電源電壓為1.2 V,所占芯片面積為0.053 mm2.圖4給出了發(fā)射機(jī)中,當(dāng)I路和Q路的輸入幅度相差5 d Bm時(shí),從接收鏈路可變?cè)鲆娣糯笃?Variable Gain Amplifier,VGA)的輸出端觀測(cè)到的輸出波形,其中圖4(a)～(c)的輸入信號(hào)分別為2 MHz、9 MHz、10 MHz.從圖4看出,當(dāng)發(fā)射機(jī)I、Q的輸入端存在幅度失配時(shí),輸入信號(hào)通過(guò)此矯正通路,可以得到2倍輸入頻率的信號(hào)(即4 MHz、18 MHz和20 MHz),且輸出信號(hào)的幅值分別為110 m V、120 m V和90 m V,從而驗(yàn)證了基于數(shù)字基帶矯正系統(tǒng)的功能是正確的.由于接收機(jī)鏈路中的可變?cè)鲆娣糯笃髟谧畲笤鲆鏁r(shí)的帶寬為47 MHz,因此,根據(jù)以上結(jié)果可以看出,矯正鏈路中所設(shè)計(jì)的可變?cè)鲆娣糯笃鞯膸捊茷?0 MHz.圖4中除了想要的頻率外,還包含8 MHz,90 MHz,10 MHz等比較大的諧波,這是由于在此次測(cè)試版的矯正鏈路中沒(méi)有包含低通濾波器.在以后的改版中,將矯正鏈路復(fù)用接收機(jī)中的濾波器,從而減小高頻分量.矯正通路中可變?cè)鲆娣糯笃髟鲆骐S數(shù)字控制字變化的測(cè)試結(jié)果表明,當(dāng)增益控制字從00變化到11時(shí),可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆鎻?5 d B變化到10 d B,線性增益變化范圍為15 dB,增益步長(zhǎng)為5 d B.

圖4　矯正鏈路的輸出波形

表1給出了上述矯正技術(shù)與其他矯正技術(shù)的比較結(jié)果.可以看出,基于功率檢測(cè)器的矯正系統(tǒng)包含功率檢測(cè)器,設(shè)計(jì)比較復(fù)雜且占用面積大;基于模數(shù)轉(zhuǎn)換和數(shù)模轉(zhuǎn)換的矯正系統(tǒng)需要數(shù)字矯正算法和片上集成AD/DA,對(duì)版圖的依賴性較高,矯正效果不是特別好;而基于數(shù)字基帶的矯正系統(tǒng)需要與數(shù)字基帶配合使用,除了通用性不高外,其他性能都優(yōu)于其他兩種矯正系統(tǒng).

表1　矯正技術(shù)實(shí)現(xiàn)方式的比較

5　結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)發(fā)射機(jī)中的載波泄漏和I/Q失配問(wèn)題,提出了一種基于數(shù)字基帶的矯正方案.利用數(shù)字基帶對(duì)射頻芯片產(chǎn)生的帶有失調(diào)信息的信號(hào)進(jìn)行采樣和傅里葉變換,將失調(diào)信息取出,接著在發(fā)射機(jī)輸入端發(fā)送正常工作信號(hào)時(shí)加上取反后的失調(diào)信息,從而消除射頻芯片的載波泄漏和I/Q失配.此矯正方案僅需在射頻芯片上引入一條矯正通路,降低了設(shè)計(jì)難度.在TSMC 0.13μm工藝下,當(dāng)電源電壓為1.2 V時(shí),所占芯片面積為0.053 mm2.

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(編輯:郭 華)

Carrier leakage and I/Q mismatch calibrated technique

LEI Qianqian
(School of Science,Xi’an Polytechnic Univ.,Xi’an 710048,China)

The carrier leakage and I/Q mismatch calibrated technique based on the digital baseband for the direct conversion transmitter is described.The proposed technique only needs a calibration chain to detect mismatches,and then transmits them to the digital baseband,which completes the calibrated task.The proposed method is very simple in reducing die areas and power dissipation.Under TSMC 0.13μm CMOS technology simulation,the calibrated error of carrier leakage is less than 1.5%and the error of I/Q mismatch is less than 6.5%.The measurement results indicate that I/Q amplitude mismatch is reflected at twice the input frequency.The calibrated chain gain range is 15 d B with a 5 dB step,and the bandwidth is 20 MHz.

direct conversion architecture;leakage calibration;I/Q mismatch;direct current offset

TN47

A

1001-2400(2016)03-0149-06

10.3969/j.issn.1001-2400.2016.03.026

2015-01-20

時(shí)間:2015-07-27

國(guó)家青年科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61271166);西安工程大學(xué)博士科研啟動(dòng)經(jīng)費(fèi)資助項(xiàng)目(BS1209)

雷倩倩(1984-),女,講師,博士,E-mail:leiqianqian@163.com.

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20150727.1952.026.html