基于移相全橋ZVS及同步整流的低壓大電流直流變換器研究

韓一, 聶子玲, 朱俊杰

(海軍工程大學(xué) 艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,湖北 武漢　430033)

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基于移相全橋ZVS及同步整流的低壓大電流直流變換器研究

韓一, 聶子玲, 朱俊杰

(海軍工程大學(xué) 艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,湖北 武漢430033)

解決開(kāi)關(guān)電源的功率損耗問(wèn)題是提高電源效率、性能、可靠性的關(guān)鍵。傳統(tǒng)低壓大電流直流變換器，使用二極管整流，難以實(shí)現(xiàn)在高電流輸出情況下降低損耗。選擇了綜合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點(diǎn)的倍流整流器，并且使用MOSFET并聯(lián)同步整流技術(shù)，結(jié)合了變壓器原邊移相全橋ZVS電路，實(shí)現(xiàn)了28.5 V/400 A的低壓大電流輸出。基于雙環(huán)控制，搭建了直流變換器模型與實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，證明了電路拓?fù)湟约翱刂撇呗缘目尚行浴?/p>

低壓大電流;倍流整流;同步整流;MOSFET并聯(lián);系統(tǒng)移相全橋

0　引　言

隨著電源容量的增加，低壓直流電源系統(tǒng)的重量也不斷增大。傳統(tǒng)的低壓直流電源大多利用變壓器降壓，晶閘管整流，電路體積大，笨重，可靠性低。采用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)以及提高開(kāi)關(guān)頻率能夠縮小開(kāi)關(guān)電源的體積，提高功率密度，改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

低壓大電流直流變換器以變壓器為界，原邊拓?fù)淇蓮钠渌軅魉偷墓β室约巴負(fù)浣Y(jié)構(gòu)的復(fù)雜程度等方面進(jìn)行分析。全橋電路工作簡(jiǎn)單可靠，適用于中大功率變換。逆變橋開(kāi)關(guān)管采用PWM移相控制，結(jié)合軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，可以實(shí)現(xiàn)恒定頻率的零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)，從而降低開(kāi)關(guān)損耗，提高電源效率，改善電源性能，解決了硬開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗和開(kāi)關(guān)噪聲大以及EMI等問(wèn)題。目前很多研究針對(duì)移相全橋電路環(huán)流損耗，二次側(cè)占空比丟失的問(wèn)題，通過(guò)在變壓器一次側(cè)串入飽和電感[1]，并聯(lián)鉗位二極管[2]，與滯后橋臂并聯(lián)有源輔助網(wǎng)絡(luò)[3]等方法對(duì)移相全橋電路進(jìn)行優(yōu)化。對(duì)于電流高達(dá)400 A甚至更大輸出時(shí)，如果副邊使用二極管整流，仍然無(wú)法解決變換器功率損耗大的問(wèn)題。

低壓大電流輸出時(shí)，本文采用同步整流技術(shù)，即用MOSFET代替普通二極管。由于電流很大時(shí)，損耗在二極管其上的功率相當(dāng)大，使用同步整流技術(shù)可以較大的減少整流損耗[4]。目前國(guó)內(nèi)大部分關(guān)于同步整流的研究應(yīng)用，輸出電流都在100 A以下。文獻(xiàn)[5]提出用有限雙極性控制實(shí)現(xiàn)整流管的軟開(kāi)關(guān)，但是MOSFET在高壓高功率場(chǎng)合的運(yùn)用很受限制，如果輸入電壓較大，變壓器原邊全橋用MOSFET作為開(kāi)關(guān)管顯然是不合適的。由于本文設(shè)計(jì)的直流變換器輸出電流大，單個(gè)MOSFET導(dǎo)通電流無(wú)法滿足，為獲得更大的電流容量，采取多個(gè)MOSFET并聯(lián)的方式，進(jìn)而獲得更大的功率。

通過(guò)在H橋的兩個(gè)橋臂并聯(lián)吸收電容，抑制了線路雜散電感引起的尖峰電壓，保證了IGBT的安全工作[6]。

1　MOSFET并聯(lián)同步整流電路原理分析

1.1MOSFET并聯(lián)

由于單個(gè)MOS管無(wú)法滿足高功率輸出，考慮到MOSFET的導(dǎo)通電阻Ron為正溫度系數(shù)，隨著溫度的升高而升高，在并聯(lián)使用中具有自動(dòng)均流的能力，所以在本文中采用多個(gè)MOSFET并聯(lián)來(lái)增加變換器的功率傳導(dǎo)能力，實(shí)現(xiàn)大電流輸出。

圖1　MOSFET并聯(lián)倍流整流電路(同步整流管)

在功率MOSFET多管并聯(lián)時(shí)，器件內(nèi)部參數(shù)的差異會(huì)引起支路電流的不平均，將導(dǎo)致單管過(guò)流損壞。影響MOSFET并聯(lián)均流的內(nèi)部參數(shù)主要有閾值電壓VYH、導(dǎo)通電阻RDS(on)、極間電容、跨導(dǎo)等。內(nèi)部參數(shù)差異會(huì)引起動(dòng)態(tài)和靜態(tài)不均流。因此在設(shè)計(jì)時(shí)選擇同型號(hào)且內(nèi)部參數(shù)分散性較小的MOSFET加以并聯(lián)[7](見(jiàn)圖1)。1.2倍流整流電路原理分析

圖2　倍流整流電路工作波形圖

在倍流整流中兩個(gè)電感的交錯(cuò)并聯(lián)(見(jiàn)圖2)。電感L1與L2上的電壓和流過(guò)電流相位相差180°,在變壓器副邊繞組電壓非零時(shí),流過(guò)L1、L2的電流一增一減,實(shí)現(xiàn)了iL1,、iL2的紋波電流互消,從而使總的負(fù)載電流(i0=iL1+iL2)紋波大大減小。在輸出電壓紋波要求相同的情況下,這種倍流整流方式使得輸出電感顯著減小,加快了功率級(jí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

下面對(duì)倍流整流電路的工作過(guò)程作簡(jiǎn)要分析：

(1)t0一t1:變壓器副邊繞組上為正壓,SR2(D2)處于導(dǎo)通狀態(tài),SR1(D1)處于關(guān)斷狀態(tài)(SR1與D1,SR2與D2以及同橋臂MOSFET的開(kāi)關(guān)狀態(tài)分別對(duì)應(yīng)一致,下文以SR代替說(shuō)明),電感L1上電流上升,L2上電流下降。對(duì)應(yīng)如下關(guān)系式:

(1)

(2)

(2)t1-t2:變壓器副邊繞組電壓為零,整流管SR1、SR2都導(dǎo)通。通過(guò)電感L1、L2的電流都在減小,處于續(xù)流狀態(tài)。對(duì)應(yīng)關(guān)系式為:

(3)

(4)

(3)t2-t3:變壓器副邊繞組上為負(fù)壓,功率管SR1處于導(dǎo)通狀態(tài),SR2處于關(guān)斷態(tài),電感L1上電流下降,L2上電流上升。對(duì)應(yīng)關(guān)系式為:

(5)

(6)

(4)t3-t4:變壓器副邊繞組電壓為零,整流管SR1、SR2都導(dǎo)通。通過(guò)電感L1、L2的電流都在減小,處于續(xù)流狀態(tài)。對(duì)應(yīng)電路方程與t1-t2時(shí)段相同。

一個(gè)完整的開(kāi)關(guān)周期Ts中,通過(guò)電感L1、L2的電流,都是在各自的(0-D)Ts時(shí)間段內(nèi)增加;在(1-D)Ts時(shí)間段內(nèi)減小,且兩段時(shí)間內(nèi)電流增加量與減小量相等。對(duì)應(yīng)如下關(guān)系式:

(7)

整理后可得:

V0=DV2

(8)

倍流整流時(shí)總損耗是：

(9)

由此可見(jiàn)，在全波整流和倍流整流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下，整流管的總損耗是一樣的。與全波整流相比，倍流整流器的高頻變壓器的副邊繞組僅需一個(gè)單一繞組，不用中心抽頭。與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數(shù)量少一半。所以說(shuō)，倍流整流器是結(jié)合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點(diǎn)的新型整流器。

電感L1、L2電流波形相差180°，其合成電流紋波峰峰值與iL1、iL2紋波峰峰值的關(guān)系，用電流互消比例K表示,K與占空比D有關(guān)，關(guān)系式如下：

(10)

由關(guān)系式可以看出，在倍流整流拓?fù)渲?D偏離0.5越遠(yuǎn)，紋波互消作用越差。當(dāng)D=0.25時(shí)，紋波互消比例只有67%。因此，為了利用其紋波互消作用，希望D在0.5附近[8-10]。

2　基于移項(xiàng)全橋ZVS及MOSFET并聯(lián)同步整流的直流變換器仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證分析

2.1MATLAB仿真分析

圖3　直流變換器Simulink仿真框圖

移相全橋開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)主要包括功率轉(zhuǎn)換與輸出部分和控制部分(見(jiàn)圖3)。移相全橋開(kāi)關(guān)電源的控制對(duì)輸出濾波電容電壓Uo和輸出濾波電感電流進(jìn)行實(shí)時(shí)檢測(cè)，將輸出電壓采樣信號(hào)與系統(tǒng)設(shè)置的輸出的指令電壓進(jìn)行比較，得到實(shí)際輸出電壓與設(shè)置的輸出電壓之間的誤差信號(hào)，經(jīng)過(guò)電壓控制器進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，得到控制輸出濾波電感電流的指令電壓，與輸出電流的采樣信號(hào)進(jìn)行比較，得到輸出電流與設(shè)置輸出電流之間的誤差信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)電流控制器進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，得到PWM脈沖信號(hào)控制電壓，與三角載波電壓信號(hào)進(jìn)行比較，得到PWM脈沖信號(hào)，最后經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路，輸出PWM驅(qū)動(dòng)脈沖，實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變橋開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通與關(guān)斷控制。

如圖4所示，由PWM移相脈沖模型產(chǎn)生的PWM脈沖信號(hào)，隨著反饋控制電流的不斷升高，PWM移相脈沖寬度不斷增大，逆變橋的導(dǎo)通時(shí)間增大，即反饋控制信號(hào)可以控制逆變橋的導(dǎo)通時(shí)間，從而實(shí)現(xiàn)了輸出電壓大小的調(diào)節(jié)。

圖4　PWM移相脈沖仿真波形

根據(jù)移相控制ZVS-PWM DC/DC全橋變換器的理論波形可知，開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通的條件是當(dāng)開(kāi)關(guān)管其CE兩端電壓為零時(shí)，其驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)才驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通。從圖5可以看出，下圖所示的開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是在上圖所示的開(kāi)關(guān)管CE兩端電壓降到零之后才變?yōu)楦唠婎l，即開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。同時(shí)，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，其CE兩端的并聯(lián)電容上的電壓不能跳變，即開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。因此開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)。

圖5　開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通與關(guān)斷仿真波形

如圖6所示，在輸入直流電壓為540 V輸出額定功率時(shí)的電感電流輸出波形，大約在0.01 s時(shí)電流達(dá)到穩(wěn)定輸出，輸出電流的平均值為400 A。可以看出，電感電流iL1和iL2有明顯的紋波。根據(jù)公式10，當(dāng)D=50%時(shí)，在理論上Io輸出紋波可以完全抵消。

如圖7所示，在輸入直流電壓為540 V輸出額定功率時(shí)的輸出濾波電容電壓波形，大約在0.01 s時(shí)電壓達(dá)到穩(wěn)定輸出，輸出電壓平均值為28.5 V。

圖6　變壓器副邊輸出電流仿真波形

圖7　DC/DC模塊輸出電壓波形

2.2實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)的正確與可靠性，搭建了12 kW的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，并且進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。IGBT選用Infineon公司的F4-150R12KS4全橋模塊，耐壓1 200 V；同步整流管選用75 V，160 A的IRF2907。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)主控制器包括DSP28335模塊、AD采樣模塊、PWM脈沖擴(kuò)展模塊及IO通訊模塊。

實(shí)驗(yàn)中通過(guò)LabWindows將變換器與電腦建立通訊，并且通過(guò)串口發(fā)脈沖，可以通過(guò)CVI對(duì)平臺(tái)進(jìn)行方便的發(fā)脈沖封脈沖操作，并且可以避免DSP仿真器對(duì)實(shí)際電路的干擾。

圖8　IGBT及MOSFET驅(qū)動(dòng)波形

圖8給出了開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形，從上到下依次是H橋超前管Q1、滯后管Q3、變壓器副邊電壓以及同步整流管兩端電壓波形，開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為25 kHz。從圖中可以看出，副邊MOSFET驅(qū)動(dòng)與被整流電壓保持同步，即實(shí)現(xiàn)同步整流，原邊移相的角度由反饋實(shí)時(shí)控制，從而改變輸出電壓的大小。

為了實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，必須有足夠的能量來(lái)抽走將要開(kāi)通的開(kāi)關(guān)管結(jié)電容上的電荷，并且給同一橋臂關(guān)斷的開(kāi)關(guān)管的結(jié)電容充電，同時(shí)考慮到變壓器的原邊繞組電容還要一部分能量來(lái)抽走變壓器原邊繞組寄生電容上的電荷因此必須滿足：

(11)

(12)

圖9　IGBT實(shí)現(xiàn)ZVS波形

圖10　變換器輸出波形

圖11　變換器加載輸出波形

通過(guò)查閱資料，infineon F4-150R12KS4 IGBT結(jié)電容0.63 pfVin為540 V考慮輕載時(shí)即可實(shí)現(xiàn)ZVS即I2為3 A，忽略變壓器寄生電容， 選取諧振電感為25 μH，這樣就滿足了軟開(kāi)關(guān)的條件。圖9給出了超前管Q1和滯后管Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)VGS、漏-源極電壓VDS，該圖表明，它們關(guān)斷時(shí)，其結(jié)電容使它們零電壓關(guān)斷；而當(dāng)它們開(kāi)通時(shí)，其反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，將漏-源極電壓箝在零，因而實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。

圖10分別給出了輸出電壓、輸出電流以及原邊電流IP的波形。變換器副邊整流管并聯(lián)均流特性較好，并且通過(guò)閉環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)了預(yù)定目標(biāo)的輸出。

圖11為變換器突增負(fù)載時(shí)輸出電壓和電流波形，可以看出在突增負(fù)載時(shí)回復(fù)時(shí)間不到20 ms，電壓最大跌落至22 V左右，跌落幅度為21%，因此變換器動(dòng)態(tài)性能較好。

圖12給出了移相全橋變換器的效率曲線?？梢钥闯鲈陬~定輸入電壓AC380 V，不同輸出電流下的效率，通過(guò)軟開(kāi)關(guān)以及采用同步整流技術(shù)，變換器效率較高。

圖12　變換器效率曲線

3　結(jié)束語(yǔ)

本文根據(jù)低壓大電流直流變換器的特點(diǎn)和要求，以28.5 V/400 A為電壓電流等級(jí)，選擇了變壓器原邊移相全橋ZVS、副邊MOSFET并聯(lián)倍流同步整流電路。結(jié)合系統(tǒng)的控制對(duì)象，設(shè)計(jì)了雙環(huán)控制器，搭建了基于Simulink的直流變換器模型，以及實(shí)驗(yàn)平臺(tái)并進(jìn)行了系統(tǒng)仿真與實(shí)驗(yàn)，通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，分析了移相PWM、軟開(kāi)關(guān)、MOSFET并聯(lián)均流等環(huán)節(jié)、低壓大電流輸出，證明了電路拓?fù)湟约翱刂撇呗缘目尚行浴?/p>

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A Research on the Low-voltage High-current DC ConverterBased on Phase-shift Full-bridge ZVS and Synchronous Rectification

HAN Yi, NIE Zi-ling, ZHU Jun-jie

(National Defense Key Laboratory for Integrated Vessel Power Technology, Naval University of Engineering, Wuhan Hubei 430033, China)

The solution of power loss of switching power supply is the key to the improvement of power supply efficiency, performance and reliability. Traditional low-voltage high-current DC converter using diode for rectification purpose can hardly reduce loss under high-current output circumstances. In this paper, a current-doubler rectifier combining advantages of both full-wave rectification and bridge rectification is chosen, and MOSFET parallel synchronous rectification technology combined with transformer original-side phase-shifted full-bridge ZVS circuit, we can achieve low-voltage high-current output of 28.5V/400A. Based on dual-loop control, we build up a DC converter model and experimental platform, and make system simulation and experimental verification. The results of simulation and verification verify the feasibility of the circuit topology and control strategy.

low-voltage and high-current; current-doubler rectification; synchronous rectification; parallel MOSFET; phase-shift full- bridge

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51407189)

10.3969/j.issn.1000-3886.2016.02.003

TN624

A

1000-3886(2016)02-0007-04

韓一(1990-),四川綿陽(yáng)人，碩士生，從事電力電子及電力傳動(dòng)方面研究。

定稿日期: 2015-08-17