基于模塊化多電平換流器的±500kV/3000MW柔性直流輸電系統(tǒng)功率模塊閉環(huán)測(cè)試方法研究

許 彬, 王 平, 李子欣

(1. 中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 中國(guó)科學(xué)院電工研究所， 北京 100190；2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué)， 北京 100049)

基于模塊化多電平換流器的±500kV/3000MW柔性直流輸電系統(tǒng)功率模塊閉環(huán)測(cè)試方法研究

許 彬1,2, 王 平1, 李子欣1

(1. 中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 中國(guó)科學(xué)院電工研究所， 北京 100190；2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué)， 北京 100049)

為滿足與日俱增的用電需求，高電壓、大容量將是柔性直流輸電技術(shù)未來(lái)的重要發(fā)展方向?？紤]到電力電子器件和電纜制造工藝的發(fā)展情況，±500kV/3000MW模塊化多電平換流器將成為近年的研究熱點(diǎn)。功率模塊作為換流器的基本單元，它的設(shè)計(jì)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)尤為關(guān)鍵。因此，需要對(duì)換流器功率模塊進(jìn)行實(shí)際工況下的測(cè)試試驗(yàn)以確保其設(shè)計(jì)符合工程要求。為設(shè)計(jì)有效的測(cè)試試驗(yàn)電路，本文首先分析了±500kV/3000MW換流器實(shí)際運(yùn)行時(shí)的電氣特性，然后介紹了現(xiàn)有測(cè)試電路的結(jié)構(gòu)及原理，隨后提出了兩種測(cè)試試驗(yàn)的閉環(huán)控制策略，其分別基于交、直流電流解耦控制和PIR數(shù)字控制器，最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了所提出的兩種閉環(huán)控制策略的正確性和有效性。

模塊化多電平換流器； 功率模塊； 測(cè)試試驗(yàn)閉環(huán)控制策略； 交、直流電流解耦控制； PIR數(shù)字控制器

1 引言

柔性直流輸電技術(shù)以全控型電力電子器件和特定的調(diào)制技術(shù)為基礎(chǔ)，能克服此前輸電技術(shù)的一些固有缺陷，是未來(lái)輸電方式變革與電網(wǎng)構(gòu)建的嶄新解決方案。從1990年被提出至今，柔性直流輸電技術(shù)經(jīng)歷了兩電平、三電平到多電平技術(shù)的發(fā)展階段。兩電平和三電平技術(shù)受到電力電子開關(guān)器件耐壓、耐流等級(jí)的制約，存在開關(guān)器件一致觸發(fā)性、動(dòng)態(tài)均壓等難題，這些使技術(shù)本身到達(dá)了難以逾越的瓶頸階段。2001年模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter, MMC)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出，標(biāo)志著柔性直流輸電技術(shù)進(jìn)入了新的發(fā)展階段。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以半橋結(jié)構(gòu)功率模塊作為基本單元，采用單元級(jí)聯(lián)的方式構(gòu)成三相六橋臂，且具有公共的直流端和交流端，成為目前工程中廣泛采用的模塊化多電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1-6]。

目前，我國(guó)在該技術(shù)領(lǐng)域也已擁有一些工程實(shí)例。從2011年投運(yùn)的±30kV/20MW上海南匯柔性直流輸電示范工程到2013年投運(yùn)的南澳±160kV多端柔性直流輸電示范工程，以及目前在建的魯西±350kV/1000WM背靠背柔性直流輸電工程等，可以看出高壓大容量是柔性直流輸電發(fā)展的大勢(shì)所趨[7]。隨著工業(yè)水平的發(fā)展，對(duì)更高電壓等級(jí)、更大輸電容量的MMC換流器的需求將很快提上日程，同時(shí)考慮到電力電子器件和電纜制造工藝的發(fā)展情況[8]，±500kV/3000MW柔性直流輸電系統(tǒng)將是近年的研究熱點(diǎn)。模塊化多電平換流器作為柔性直流輸電的核心組件，其性能成為影響輸電系統(tǒng)安全穩(wěn)定的關(guān)鍵因素。而功率模塊是組成換流器的基本單元，將直接決定換流器的性能。因此，需要設(shè)計(jì)測(cè)試試驗(yàn)裝置等效地再現(xiàn)換流器實(shí)際工況運(yùn)行時(shí)的電流、電壓應(yīng)力[9]，以考察功率模塊的耐壓、耐流、損耗等指標(biāo)是否滿足工程設(shè)計(jì)要求[10]。

2 MMC穩(wěn)態(tài)運(yùn)行特性

MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。其由6個(gè)結(jié)構(gòu)相同的橋臂組成，每個(gè)橋臂由n個(gè)功率模塊和一個(gè)電抗器L串聯(lián)組成。功率模塊由一個(gè)電容、兩個(gè)IGBT和兩個(gè)分別與IGBT反并聯(lián)的二極管組成，稱若干個(gè)功率模塊級(jí)聯(lián)而成的結(jié)構(gòu)為一個(gè)閥段。

圖1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of MMC converter

MMC工作時(shí)，每個(gè)功率模塊有投入、切除和閉鎖三種工作狀態(tài)。通過(guò)特定的調(diào)制方法和電容均壓策略[11-13]，控制每個(gè)橋臂輸出直流偏置相同、相位不同的正弦電壓波形。在MMC穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，直流母線電壓Udc、交流輸出相電壓uac(t)、上橋臂電壓up(t)、下橋臂電壓uq(t) 應(yīng)滿足如下電壓關(guān)系：

up(t)+uq(t)=Udc

(1)

uq(t)-up(t)=2uac(t)

(2)

在MMC穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，直流母線電流Idc、交流側(cè)電流iac(t)、上橋臂電流ip(t)、下橋臂電流iq(t)應(yīng)滿足如下電流關(guān)系：

(3)

(4)

現(xiàn)已知±500kV/3000MW的MMC系統(tǒng)參數(shù)如下：系統(tǒng)有功功率P=3000MW，無(wú)功功率Q=1000Mvar，直流側(cè)電壓Udc=1000kV，交流側(cè)線電壓有效值UL-L(rms)=500kV。通過(guò)計(jì)算可得直流母線電流Idc=3kA，交流側(cè)相電流有效值Iac=3.65kA，橋臂電流直流分量Idc_arm=Idc/3=1kA，橋臂電流交流分量的有效值Iac_arm=Iac/2=1.825kA。綜上所述，±500kV/3000MW柔性直流輸電系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)換流器橋臂電流為帶有直流偏置的正弦電流波形，其中直流分量大小為1kA，交流分量的有效值為1.825kA。換流器橋臂電壓由多個(gè)功率模塊電容電壓疊加而成，為帶有直流偏置的正弦電壓波形。上述電壓、電流特性需在測(cè)試試驗(yàn)中等效再現(xiàn)。

3 測(cè)試試驗(yàn)電路結(jié)構(gòu)及原理

功率模塊測(cè)試試驗(yàn)電路主要采用對(duì)拖電路結(jié)構(gòu)[14-16]，本文采用的測(cè)試試驗(yàn)電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 功率模塊測(cè)試試驗(yàn)電路Fig.2 Operational test circuit for power modules

該測(cè)試試驗(yàn)電路主要包括補(bǔ)能系統(tǒng)、陪試閥段、負(fù)載電感L以及被試閥段。將若干個(gè)功率模塊串聯(lián)的結(jié)構(gòu)定義為一個(gè)閥段，陪試閥段和被試閥段均由n個(gè)半橋結(jié)構(gòu)功率模塊串聯(lián)組成。陪試閥段同補(bǔ)能系統(tǒng)連接，用于補(bǔ)充測(cè)試過(guò)程中功率模塊電容上的能量損耗，同時(shí)輔助被試閥段完成測(cè)試試驗(yàn)。被試閥段通過(guò)負(fù)載電感L和陪試閥段串聯(lián)形成閉合回路，其所包含的全部功率模塊為測(cè)試試驗(yàn)的測(cè)試對(duì)象。補(bǔ)能系統(tǒng)由三相電網(wǎng)、調(diào)壓器、多繞組變壓器和二極管不控整流橋構(gòu)成，用于補(bǔ)充運(yùn)行試驗(yàn)過(guò)程中功率模塊電容上的有功損耗。

當(dāng)陪試閥段輸出電壓u1(t)、被試閥段輸出電壓u2(t)具有相同的直流電壓成分和幅值、相位不同的正弦交流成分時(shí)，負(fù)載電感L上流過(guò)的電流為帶有直流偏置的正弦電流波形，即同MMC實(shí)際運(yùn)行時(shí)的橋臂電壓、電流成分相同。其數(shù)學(xué)關(guān)系表達(dá)式為[16]：

(5)

確定電流正方向后，對(duì)式(5)進(jìn)行等價(jià)數(shù)學(xué)變換，可以得到如下數(shù)學(xué)關(guān)系表達(dá)式：

(6)

可以看出，測(cè)試試驗(yàn)回路中流過(guò)負(fù)載電感L的電流其交、直流分量均與陪試閥段輸出電壓交流分量的有效值U1、被試閥段輸出電壓交流分量的有效值U2及相位差δ有關(guān)。式(6)中的電抗值X和直流電壓Udc認(rèn)為是已給定的常量。

雖然現(xiàn)有文獻(xiàn)已經(jīng)推導(dǎo)出測(cè)試試驗(yàn)電路中電壓、電流的定量關(guān)系表達(dá)式，但還存在以下三點(diǎn)不足：①通過(guò)控制U1、U2及δ來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)Iac、Idc的控制時(shí)，存在耦合關(guān)系，不能實(shí)現(xiàn)單一變量的獨(dú)立控制；②在實(shí)際的測(cè)試試驗(yàn)中存在很多對(duì)回路電流產(chǎn)生影響的因素，因此根據(jù)式(5)、式(6)得到的參數(shù)用于實(shí)際測(cè)試試驗(yàn)中不能得到準(zhǔn)確的預(yù)期交、直流電流分量，需要根據(jù)實(shí)際情況對(duì)參數(shù)進(jìn)行多次調(diào)整；③現(xiàn)有的測(cè)試試驗(yàn)多為開環(huán)控制，沒(méi)有關(guān)于測(cè)試試驗(yàn)閉環(huán)控制策略的相關(guān)參考文獻(xiàn)。為解決上述問(wèn)題，本文提出了兩種測(cè)試試驗(yàn)的閉環(huán)控制策略。

4 基于交直流電流解耦控制的閉環(huán)控制策略

由式(6)可知，對(duì)于一組給定的Iac、Idc值，U1、U2及δ有無(wú)數(shù)種組合的解。假設(shè)U1=U2=U，對(duì)于一組給定的Iac、Idc值，在確定直流電流正方向前提下，U和δ有且只有唯一解。此時(shí)，式(6)將變形為：

(7)

對(duì)式(7)中關(guān)于δ的三角函數(shù)做倍角變換處理，然后等式兩邊同求自然對(duì)數(shù)可得：

(8)

計(jì)算Iac2/Idc的比值有：

(9)

求正切函數(shù)的反函數(shù)有：

(10)

通過(guò)式(10)，可根據(jù)Iac、Idc參考值的大小計(jì)算相角差δ的大小。根據(jù)測(cè)試試驗(yàn)設(shè)計(jì)的誤差要求，當(dāng)δ小于某一值β時(shí)，可近似認(rèn)為cos(0.5δ)≈1，此時(shí)式(8)可變形為：

(11)

將其表示為矩陣的形式有：

(12)

(13)

對(duì)式(13)進(jìn)行指冪變換可得：

(14)

觀察式(14)可知，將Idc/Iac和Iac2/Idc視為新的被控量，可分別對(duì)U和δ進(jìn)行單一變量獨(dú)立控制。且Idc/Iac與Iac2/Idc確定后，Idc和Iac有且只有唯一的解，從而實(shí)現(xiàn)了間接對(duì)Idc和Iac的控制。

由于推導(dǎo)式(14)的前提為cos(0.5δ)≈1，即根據(jù)系統(tǒng)誤差的要求δ應(yīng)取值小于某一常數(shù)β。由式(10)可知δ和Iac2/Idc為正相關(guān)的關(guān)系，因此Iac2/Idc的比值也應(yīng)在某一范圍內(nèi)才能做此近似處理。但考慮到系數(shù)X/Udc的存在，可以根據(jù)實(shí)際情況配置系數(shù)的大小，從而使Iac、Idc在測(cè)試試驗(yàn)所需的數(shù)值內(nèi)滿足Iac2/Idc的比值要求。使用上述方法對(duì)Iac和Idc進(jìn)行控制，策略框圖如圖3所示。

圖3 基于交直流電流解耦控制的閉環(huán)控制策略框圖Fig.3 Block diagram of closed-loop control strategy based on decoupling control of AC&DC current

圖3中，將變換計(jì)算得到的Idc/Iac及Iac2/Idc的偏差值作為PI控制器的輸入量，其輸出量分別為U和δ的參考值，如此可實(shí)現(xiàn)對(duì)Iac和Idc的控制。

5 基于PIR數(shù)字控制器的閉環(huán)控制策略

由第3節(jié)分析可知，MMC實(shí)際運(yùn)行時(shí)橋臂電流成分是帶有直流偏置的交流正弦波，這也是測(cè)試試驗(yàn)電路中所需要產(chǎn)生的電流波形?？紤]到直流量可以使用積分控制器來(lái)控制，而諧振控制器在諧振頻率下具有無(wú)窮大增益，對(duì)諧振頻率之外的信號(hào)能迅速衰減，其對(duì)正弦信號(hào)的控制作用相當(dāng)于積分控制器對(duì)直流信號(hào)的控制作用。因此，可以利用比例-積分-諧振(PIR)控制器來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)測(cè)試試驗(yàn)回路電流的控制。

[17]的方法設(shè)計(jì)控制器，將虛擬LC電路的連續(xù)時(shí)間狀態(tài)方程離散化，利用式(15)、式(16)實(shí)現(xiàn)數(shù)字諧振控制器。

(15)

(16)

式中，A、B、C為矩陣；元素a11n=a22n=cos(ωnT)；a21n=-a12n=sin(ωnT)；b1n=sin(ωnT)；b2n=1-cos(ωnT)；θn為超前角度；IL和UC分別為虛擬LC電路中的電感電流和電容電壓；Rin(k)和Rout(k)分別為輸入和輸出方程。

分析測(cè)試試驗(yàn)回路狀態(tài)方程可知，電感L兩端的電壓u1(t)-u2(t)決定了流過(guò)電感的電流i(t)。因此，可將電感上的電流實(shí)際值與參考值的偏差作為PIR數(shù)字控制器的輸入量，將其輸出量作為u1(t)-u2(t)的調(diào)制參考值。為調(diào)制陪試閥段和被試閥段的電壓差u1(t)-u2(t)能跟蹤其參考值，現(xiàn)固定被試閥段的調(diào)制參考電壓，將PIR輸出量與被試閥段輸出電壓的加和作為陪試閥段的調(diào)制參考電壓。

不難看出，為實(shí)現(xiàn)上述PIR控制，需確定參考電流的完整時(shí)域表達(dá)式。而在測(cè)試試驗(yàn)過(guò)程中，還需保證模塊電容電壓平均值不變以達(dá)到系統(tǒng)穩(wěn)定，因此陪試閥段和被試閥段分別產(chǎn)生的直流功率與交流有功功率的加和應(yīng)為零。被試閥段的電壓、電流產(chǎn)生的功率應(yīng)滿足如下關(guān)系：

Pdc+Pac_50Hz=0

(17)

式中，Pdc為直流電壓和直流電流產(chǎn)生的功率；Pac_50Hz為基頻交流電壓和基頻交流電流產(chǎn)生的有功功率。利用式(17)可計(jì)算出交流電流基頻分量的相位，從而得到參考電流關(guān)于時(shí)間t的完整表達(dá)式。基于PIR數(shù)字控制器的閉環(huán)控制策略框圖如圖4所示。

圖4 基于PIR數(shù)字控制器的閉環(huán)控制策略框圖Fig.4 Block diagram of closed-loop control strategy based on PIR digital controller

6 仿真驗(yàn)證

在PSCAD/EMTDC軟件環(huán)境下搭建圖2所示的試驗(yàn)電路，基于±500kV/3000MW柔性直流輸電系統(tǒng)選取相關(guān)參數(shù)，如表1所示。由第2節(jié)的分析可知，測(cè)試試驗(yàn)電路中需產(chǎn)生帶有直流偏置的正弦電流波形，直流分量大小為1kA，交流分量有效值為1.825kA，該電流成分需在運(yùn)行試驗(yàn)中等效產(chǎn)生。

表1 運(yùn)行試驗(yàn)平臺(tái)關(guān)鍵系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Key system parameters of operational test platform

6.1 基于交、直流電流解耦的閉環(huán)控制策略仿真

據(jù)式(10)計(jì)算cos(0.5δ)=0.97≈1，因此滿足交直流電流解耦的前提條件。考慮到階躍輸入對(duì)一個(gè)系統(tǒng)來(lái)說(shuō)是最嚴(yán)峻的考驗(yàn)，因此通過(guò)階躍輸入來(lái)考察該閉環(huán)控制策略是否有效。在t<0.15s時(shí)設(shè)定電流參考值Iac=Idc=0；當(dāng)t=0.15s時(shí)設(shè)定交流分量參考值Iac=1.825kA，直流分量參考值Idc=1kA，仿真電流波形如圖5所示。

圖5 測(cè)試試驗(yàn)回路電流仿真波形(交直流電流解耦)Fig.5 Waveforms of operational test circuit current (decoupling control of AC/DC current)

從圖5可以看出，交流分量有效值Iac和直流分量Idc能比較快地跟蹤輸入量，約在0.5s內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)，交、直流電流均穩(wěn)定在參考值附近，其很小的紋波主要是由功率模塊電容電壓的波動(dòng)而造成的?；芈冯娏鱥(t)在系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)后為比較理想的帶有直流偏置的正弦波形。此時(shí)功率模塊的電容電壓及功率模塊IGBT動(dòng)作次數(shù)的波形如圖6所示。

圖6 功率模塊電容電壓及IGBT動(dòng)作次數(shù)仿真波形(交直流電流解耦)Fig.6 Waveforms of capacitor voltage and IGBT action times (decoupling control of AC/DC current)

從圖6可以看出，功率模塊電容電壓都在額定值2.3kV附近上下波動(dòng)，當(dāng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)電容電壓波動(dòng)不超過(guò)額定值的±8%。在控制開始的0.85s的時(shí)間內(nèi)，每個(gè)功率模塊IGBT動(dòng)作次數(shù)不超過(guò)140次，即開關(guān)頻率小于165Hz，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)后開關(guān)頻率將進(jìn)一步降低。

6.2 基于PIR數(shù)字控制器的閉環(huán)控制策略仿真

被試閥段輸出電壓交流分量的幅值參考值U2=9.7kV,相位0°；在t<0.15s時(shí)設(shè)定回路中電流參考值Iac=Idc=0；當(dāng)t=0.15s時(shí)設(shè)定交流分量參考值Iac=1.825kA，直流分量參考值Idc=1kA，此時(shí)回路電流波形如圖7所示。

圖7 測(cè)試試驗(yàn)回路電流仿真波形(PIR數(shù)字控制器)Fig.7 Waveforms of operational test circuit current (PIR digital controller)

從圖7可以看出，使用PIR數(shù)字控制器進(jìn)行閉環(huán)控制，回路中交、直流電流能很快地跟蹤其參考值，約在0.1s內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)，并最終穩(wěn)定在參考值附近小范圍波動(dòng)。穩(wěn)態(tài)時(shí)回路的電流為比較理想的帶有直流偏置的正弦波。功率模塊電容電壓和IGBT動(dòng)作次數(shù)如圖8所示。

圖8 功率模塊電容電壓及IGBT動(dòng)作次數(shù)仿真波形(PIR數(shù)字控制器)Fig.8 Waveforms of capacitor voltage and IGBT action times (PIR digital controller)

從圖8可以看出，當(dāng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)后電容電壓不超過(guò)額定值的±10%。在控制開始后0.85s的時(shí)間內(nèi)，每個(gè)功率模塊IGBT動(dòng)作次數(shù)不超過(guò)180次，即開關(guān)頻率小于210Hz，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)后開關(guān)頻率將進(jìn)一步降低。

7 結(jié)論

根據(jù)控制原理和試驗(yàn)結(jié)果對(duì)比分析本文提出的基于模塊化多電平換流器的±500kV/3000MW柔性直流輸電系統(tǒng)的兩種功率模塊測(cè)試試驗(yàn)閉環(huán)控制策略，可得到以下結(jié)論：

(1) 采用兩種閉環(huán)控制策略對(duì)運(yùn)行試驗(yàn)回路中的電流進(jìn)行控制時(shí)，電流的交、直流分量均能準(zhǔn)確地跟蹤參考值，證明了兩種閉環(huán)控制策略的正確性和有效性。

(2) 基于交直流電流解耦的閉環(huán)控制策略直觀地揭示了回路中產(chǎn)生的功率與電壓、電流的數(shù)學(xué)關(guān)系，該閉環(huán)控制策略需在cos(0.5δ)≈1時(shí)才能使用，而基于PIR數(shù)字控制器的閉環(huán)控制策略沒(méi)有這樣的限制。

(3) 基于交直流電流解耦的閉環(huán)控制策略在給定Iac和Idc的參考值后便可進(jìn)行控制，而基于PIR數(shù)字控制器的閉環(huán)控制策略在給定Iac和Idc的參考值后需計(jì)算完整的參考電流波形才可進(jìn)行控制。

(4) 在相同控制頻率下，基于PIR數(shù)字控制器的閉環(huán)控制策略具有更快的響應(yīng)速度，能更快地使交直流電流穩(wěn)定在參考值附近，但是其功率模塊的開關(guān)頻率也更高，暫態(tài)過(guò)程功率模塊電容電壓波動(dòng)也更大。

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Closed-loop controlled operational test strategies for power modules of ±500kV/3000MW HVDC flexible transmission system based on modular multi-level converters

XU Bin1，2， WANG Ping1， LI Zi-xin1

(1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering ,Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China; 2. University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

With the increasing demand for electricity, high voltage and large capacity will be the key development direction of HVDC flexible technology in the future. Taking the development of the manufacturing process of the power electronic devices and cables into account, the ±500kV/3000MW modular multi-level converter will be a hot research topic in recent years. As the basic unit of the MMC converter, the performance of power modules is especially critical for the whole system. Therefore, operational test for power modules under actual operating conditions is necessary to ensure the safety of the converter. In order to design circuits of operational test which comply with engineering requirements, the electrical characteristics of the ±500kV/3000MW modular multi-level converter under actual operating conditions are firstly analyzed. Then, the structure and principle of operational test circuits are introduced. On this basis, two closed-loop controlled operational test strategies are proposed, which are based on decoupling control of AC/DC current and PIR digital controller respectively. Finally, the two closed-loop controlled operational test strategies for power modules based on the 4500V/3000A IGBT (StakPak 5SNA 3000K452300) for the ±500kV/3000MW HVDC flexible transmission system are simulated under the semi-physical simulation environment, which can also show the correctness and effectiveness of the proposed strategies.

modular multi-level converter； power module； closed-loop controlled operational test； decoupling control of AC/DC current； PIR digital controller

2016-04-12

國(guó)家高技術(shù)研究發(fā)展計(jì)劃(863計(jì)劃)項(xiàng)目(2015AA050102)

許 彬 (1990-), 男, 山東籍, 碩士研究生，研究方向?yàn)槿嵝灾绷鬏旊娂夹g(shù)； 王 平 (1955-), 男, 上海籍, 教授級(jí)高工，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儔浩?、特種電源、大功率有源濾波器。

TM721.1

A

1003-3076(2016)11-0001-07