阻抗源電流型變流器的基本原理和研究現(xiàn)狀

李大飛， 郭文勇， 全生財

(1. 中國科學院電工研究所，北京 100190； 2. 中國科學院大學， 北京 100049；3. 中國科學院應用超導重點實驗室， 北京 100190)

阻抗源電流型變流器的基本原理和研究現(xiàn)狀

李大飛1,2,3， 郭文勇1,3， 全生財1,2,3

(1. 中國科學院電工研究所，北京 100190； 2. 中國科學院大學， 北京 100049；3. 中國科學院應用超導重點實驗室， 北京 100190)

阻抗源拓撲結構由于其獨特的升降壓功能得到越來越多的關注，目前已經應用于直交、交直以及相位頻率均變化的交交電路中。阻抗源變流器可以分為電流型和電壓型兩大類，電流型和電壓型相比，具有動態(tài)響應快、限流能力強、直流回路阻抗較大和輸入電壓較高等優(yōu)點。本文對阻抗源電流型變流器進行詳細分析，介紹阻抗源電流型變流器的發(fā)展歷史和研究現(xiàn)狀，研究有代表性的阻抗源電流型拓撲結構的工作原理及其優(yōu)點和應用場合，并對其未來的發(fā)展進行展望。

阻抗源; 電流型; 升降功能

1 引言

交流調速系統(tǒng)、燃料電池供電系統(tǒng)、光伏發(fā)電和風力發(fā)電等分布式發(fā)電系統(tǒng)以及微電網都有隨負載和環(huán)境因素的變化而電壓電流輸出波動范圍很大的特點[1]，這給電能轉換提出了新的要求：變流器要能夠實現(xiàn)大范圍的升降壓功能從而給負載提供穩(wěn)定的電壓，同時要保證負載供電的安全性和可靠性。傳統(tǒng)電壓型和電流型變流器已無法適應電能轉換的新要求，針對電能轉換的新要求，2002年美國密歇根州立大學彭方正教授提出了阻抗源變流器的概念，提出一種新穎變流器拓撲理論[2]，滿足了電能轉換更寬升降壓范圍的需求。近年來對其進行研究的科研機構國際上主要有美國密西根州立大學、俄亥俄州立大學、田納西州立大學、新加坡南洋理工學院、韓國釜山大學和澳大利亞新南威爾士大學等。浙江大學率先在國內開展這方面的研究，合肥工業(yè)大學、西安交通大學、哈爾濱工業(yè)大學、南京航空航天大學等也相繼開展了相關的研究工作。文獻[3-5]主要研究集中在拓撲結構的建模和控制策略；文獻[6-10]主要由電壓型變流器的調制方法為起點進行類比，研究了應用于阻抗源電流型變流器的PWM波形調制策略；文獻[11-14]主要闡述了阻抗源變流器的應用領域；文獻[15-20]主要研究了其他衍生阻抗源拓撲結構；文獻[21]統(tǒng)計出近年相關阻抗源文獻發(fā)表數量，指出其呈現(xiàn)遞增趨勢。

阻抗源變流器分為電壓型和電流型兩大類。與電壓型相比，電流型變流器具有動態(tài)響應快、限流能力強、直流回路阻抗較大、輸入電壓較高等優(yōu)點，另外直流側串聯(lián)的電感可以對交流側產生的無功能量起到緩沖作用。由于阻抗源電流型變流器具有上述獨特的優(yōu)勢，本文以阻抗源電流型變流器為研究對象，全面細致地闡述阻抗源電流型變流器的發(fā)展歷史、拓撲結構、電路特點、運行機制和應用場合等，并對其未來的發(fā)展進行展望。

2 基本阻抗源電流型變流器

傳統(tǒng)電流型變流器的拓撲結構如圖1所示，阻抗源網絡是由電感L1、L2和電容C1、C2接成X型二端口網絡，又稱Z源網絡[2]，如圖2所示。阻抗源電流型變流器是在傳統(tǒng)電流型變流器的基礎上，將阻抗源網絡耦合在直流側電源和橋式變流器之間，形成其基本拓撲結構，如圖3所示。阻抗源網絡由于其獨特特性，允許變流橋臂瞬時開路狀態(tài)的出現(xiàn)，為變流器主電路自由升降壓提供了可能。

圖1 傳統(tǒng)電流型變流器的基本拓撲結構Fig.1 Basic current source converter topology

圖2 基本阻抗源網絡拓撲結構Fig.2 Basic impedance source topology

圖3 阻抗源電流型變流器拓撲結構Fig.3 Impedance source current-fed converter topology

2.1 基本型的工作原理

基本電流型變流器有9個允許的電流矢量，分別為：①當直流環(huán)節(jié)電流作用到負載上時的6個有效矢量；②當輸入端被同一橋臂的兩個開關同時導通而短路的3個零矢量。電流型阻抗源變流器的獨特阻抗網絡允許有第10個開關矢量狀態(tài)，即當所有的上臂開關管全關斷或下臂開關管全關斷或者六個開關均關斷時，這三種狀態(tài)等效為一種電路結構，產生一個額外的零狀態(tài)(或矢量)，稱之為開路矢量狀態(tài)。傳統(tǒng)電流源變流器電路結構由于存在大電感，開路矢量狀態(tài)會損壞功率開關器件，是不允許存在的。但對于阻抗源電流型變流器中，開路矢量狀態(tài)提供了獨特的升降電流特性[22]。

圖4(a)和圖4(b)為該拓撲兩種不同工作狀態(tài)下的等效電路。當變流器工作在6個有效狀態(tài)或3個零狀態(tài)時，可以等效為一個電壓源。零狀態(tài)下的變流器可由零值電壓源來代替(即短路)，如圖4(a)所示；而當變流器工作于開路矢量狀態(tài)時，可以等效為開路，如圖4(b)所示。

圖4 電流型Z源變流器等效電路Fig.4 Equivalent circuits of current-fed Z source converter

假設圖4(a)和圖4(b)中的電感L1、L2和電容C1、C2具有相同的電感和電容值，阻抗源網絡具有對稱性，由此可以得到：

IL1=IL2=IL，IC1=IC2=IC，VC1=VC2=VC

(1)

若一個開關周期T內變流器工作于9個非開路矢量狀態(tài)的時間為T1，如圖4(a)所示，這時電感充電，電容器放電，有:

IC=Iin-IL,id=Iin,ii=IL-IC=2IL-Iin

(2)

式中，Iin為輸入電流；ii為流入變流器電流。

若一個開關周期T內，變流器工作于開路矢量狀態(tài)的時間為T0，有T0=T-T1，如圖4(b)所示，這時電感放電，電容充電，有：

IC=IL,id=2IL,ii=0

(3)

在穩(wěn)態(tài)下，一個開關周期T中流過電容的電流平均值為零，從式(2)和式(3)可以得到：

(4)

(5)

由圖4電路可知，開路矢量狀態(tài)T0內，ii=0，流入變流器的平均直流環(huán)節(jié)電流Ii為：

(6)

(7)

式中

(8)

(9)

式中，M為調制因數。將式(7)代入式(9)，可以得到：

(10)

定義：

BB=MB=0-∞

(11)

根據式(1)、式(5)和式(8)，Z源網絡電感電流可以描述為：

(12)

升降因子BB由調制因數M和升降因子B決定。應當注意，開路矢量狀態(tài)的插入并沒有影響變流器的PWM控制，因為它等效地在負載端產生零電流。能夠實現(xiàn)的最大開路矢量狀態(tài)時間受到變流器工作于零狀態(tài)的時間的限制，而后者由調制因數M決定[23]。式(10)和式(11)證明了阻抗源網絡的升降電流功能，說明了其工作原理。

2.2 基本阻抗源電流型變流器優(yōu)點

基本阻抗源電流型變流器具有較大范圍的升降功能，對其進行理論和應用的研究具有很重要的學術價值[24]，其結合了阻抗源網絡和傳統(tǒng)電流源變流器的優(yōu)點，具體可概括為以下幾點[25]：

(1)能夠實現(xiàn)升降變換的功能。由于其變流器橋臂可以開路，阻抗源電流型變流器可以實現(xiàn)直流側的電流升降功能，其交流輸出電壓電流不受輸入電壓限制，從而實現(xiàn)單級升降變換。

(2)變流器橋臂可以開路，因此由電磁干擾所造成的開關管誤關斷不會對變換器造成損壞。

(3)變流器同相橋臂的上下開關管之間不需要加入換流重疊時間，因此輸出波形畸變率降低。

3 電流型準Z源變流器

基本阻抗源變流器存在阻抗源電容電壓高于輸入電壓、啟動沖擊大、變流器體積重量大和可靠性低等缺點?；诖?，彭方正教授在基本阻抗源變流器的基礎上又提出改進的準Z(quasi-Z)源變流器[26]，其電路結構如圖5所示。

圖5 電流型準Z源變流器拓撲結構Fig.5 Current-fed quasi-Z source converter topology

3.1 電流型準Z源變流器的工作原理

準Z源阻抗網絡的引入，使電流型準Z源變流器可以運行于開路矢量狀態(tài)，各矢量運行狀態(tài)如圖6所示。

圖6 電流型準Z源變流器各矢量等效電路Fig.6 Equivalent circuits of current-fed qZSI

電流型準Z源變流器的等效電路有三個狀態(tài)，分別為有效狀態(tài)、短路零狀態(tài)和開路矢量狀態(tài)，在一個開關周期T內的時間分別為Ta、Tsh、Top，有效狀態(tài)占空比為Da=Ta/T，余下類推為Dsh、Dop。假設Z源網絡中具有相同的電感值和電容值：L1=L2,C1=C2，由電路結構的對稱性可得：

VC1=VC2=VC,VL1=VL2=VL

(13)

無論在哪種矢量狀態(tài)下，總滿足以下關系式：

VC1+VL1=VC2+VL2=Vin+VL3

(14)

考慮到一個開關周期中準Z源網絡中無源電感的平均電壓為零，可得：

VC1=VC2=VC=Vin

(15)

(Vout-VC)Da+(-VC)Dsh+VCDop=0

(16)

(17)

電流連續(xù)模式下，變流器的電流增益可通過準Z源電容的安秒平衡計算，在一個開關周期內準Z源網絡中電容的平均電流為零，即

IL(1-Dop)-(Iin+IL)Dop=0

(18)

(19)

(20)

流入到變流器中的電流為：

(21)

與圖1中傳統(tǒng)電流型變流器拓撲中流入變流器直流側的等效電壓Vin和等效電流Iin相比，由式(17)和式(21)可得，由于準Z源阻抗網絡的引入，使流入電流型準Z源變流器的等效直流側電壓Vout和電流Ipn具有調節(jié)功能，與等效電壓Vin和等效電流Iin成比例關系，其大小可由獨立變量Dop和Da進行控制，實現(xiàn)了自由升降。

3.2 電流型準Z源變流器的應用場合及優(yōu)點

電流型準Z源變流器作為電流型阻抗源變流器拓撲的發(fā)展，繼承了后者優(yōu)點的同時也克服了電流型阻抗源變流器的電感必須維持高電流的主要缺點。此外，當電流型阻抗源變流器用于背靠背結構變流器時，由于變流器的開關函數耦合問題，其控制是一大難題。而電流型準Z源變流器是對傳統(tǒng)的阻抗源變流器的改進[25]。電流型準Z源變流器的拓撲結構、電路特點適用于光伏并網發(fā)電、燃料電池、混合動力汽車和電動汽車等領域，滿足其電壓電流波動范圍大的特點[27-30]。圖7和圖8分別表示為其應用于混合動力汽車的拓撲結構。

圖7 連續(xù)電流模式下電流型準Z源平行混合系統(tǒng)Fig.7 Parallel hybrid system using current-fed qZSI with continuous input current

圖8 PWM整流器和電流型準Z源的串聯(lián)混合系統(tǒng)Fig.8 Series hybrid system using PWM rectifier and current-fed qZSI

對比傳統(tǒng)的升壓整流變流器，電流型準Z源變流器具有較小的開關次數和較小的有源器件電流應力，能滿足工業(yè)領域中最低的開關損耗、最低的電流紋波、最低的輸出諧波和最低電壓尖峰的要求。鑒于其高效率、高功率密度和低成本的特點，文獻[25,31,32]已將此拓撲應用于電動馬達驅動器和發(fā)電機中。文獻[33]將一個功率等級為24kW的電流型準Z源變流器應用于實驗室中，其功率效率達到97.6%，峰值效率達到98.2%，相比傳統(tǒng)的兩級結構，兩者都提高了3%～4%，功率密度達15.3kW/ L。

電流型準Z源變流器具有如下的優(yōu)點：

(1)用一級電路結構完成升降壓，能量雙向流動。

(2)在電動機運行狀態(tài)(功率從直流側流向交流側)，電流源準Z源變流器輸出電壓可以達到輸入電壓的0～2倍。

(3)在發(fā)電機運行狀態(tài)(功率從直流側流向交流側)，電流源準Z源變流器理論上可以輸出零到無限大的直流電壓。

(4)通過用RB-IGBT代替二極管，電流源準Z源變流器理論上可以克服電壓范圍區(qū)間限制，輸出任意的電壓值[33]。

4 含變壓器的阻抗源電流型變流器

近年來，為了提高電壓和電流增益，通過改進阻抗網絡而衍生出許多特殊的阻抗源網絡，這些技術可以分為增加開關器件技術[34, 35]、級聯(lián)技術[36]和磁耦合技術[37, 38]。其中，磁耦合技術更具吸引力，其通過耦合變壓器和電感可以產生高電壓電流增益，且具有較少的元器件數量。接下來介紹幾種含變壓器的阻抗源網絡拓撲結構和其工作原理。

4.1 電流型Trans-Z源變流器的工作原理

Trans-Z源變流器的阻抗網絡由一對變壓器和一個電容組成，其拓撲結構如圖9所示。

圖9 電流型Trans-Z源變流器Fig.9 Current-fed Trans-Z source converter

假設變壓器具有理想匝數比，n為變壓器匝數比；im為磁化電流，從變流器直流側角度觀察圖9，其等效電路如圖10所示。

圖10 電流型Trans-Z源變流器的等效電路Fig.10 Equivalent circuit of current-fed Trans-Z source converter

類似地，該電路具有開路矢量狀態(tài)，其非開路矢量狀態(tài)和開路矢量狀態(tài)的等效電路分別如圖11(a)和圖11(b)所示。在非開路矢量狀態(tài)下，包括有效矢量和短路零矢量，電流型變流器等效為一個電壓源vi，有效狀態(tài)下為線電壓，短路零矢量下為零。利用KCL和變壓器等效模型，由圖11(a)和圖11(b)可知：

(22)

圖11 電流型Trans-Z源變流器的兩種等效狀態(tài)Fig.11 Two equivalent circuits of current-fed trans-Z source converter

在非開路(1-Dop)T時間內，二極管關斷，L1中電流iL1=idc，電容電流為：

(23)

在開路矢量狀態(tài)DopT內，二極管導通，L2中沒有電流流過，可以推導出此狀態(tài)下電容電流為:

iC1=im

(24)

考慮到變流器在連續(xù)電流模式下運行，磁化電流和輸入電流紋波較小，im和idc分別可以等效為其直流分量Im和Idc，利用電容在一個周期內的安秒平衡法則，可得:

(25)

(26)

式中，B可以定義為電流的升降系數，利用匝數比n達到升降電流的目的。

4.2 電流型Trans-準Z源變流器的工作原理

電流型Trans準Z源變流器與4.1節(jié)Trans-Z源變流器的工作原理類似，拓撲結構如圖12所示。將變流器等效為一個電壓源的等效電路如圖13所示。利用類似的分析方法，可得其工作原理如下所述。

圖12 電流型Trans-準Z源變流器Fig.12 Current-fed Trans-quasi-Z source converter

其開路狀態(tài)和非開路狀態(tài)的等效狀態(tài)分別如圖14(a)和圖14(b)所示。在非開路矢量狀態(tài)下，包括有效矢量狀態(tài)和短路零矢量狀態(tài)，電流型變流器等效為一個電壓源vi，有效矢量狀態(tài)下為三相線電壓，短路零矢量下為零。利用KCL和變壓器等效模型，由圖14(a)和圖14(b)可以分析各自電路狀態(tài)方程。

圖13 電流型Trans-準Z源變流器的等效電路Fig.13 Equivalent circuit of current-fed trans- quasi-Z source converter

圖14 電流型Trans-準Z源變流器的兩種等效狀態(tài)Fig.14 Two equivalent circuits of current-fed Trans-quasi-Z source converter

在開路矢量狀態(tài)DopT時間內，二極管導通，L1中有電流流過，可以推導出此狀態(tài)下電容電流為：

iC1=(1+n)idc+im

(27)

在非開路(1-Dop)T時間內，二極管關斷，L1中沒有電流，此狀態(tài)下電容電流為：

(28)

考慮到變流器在連續(xù)電流模式下運行，利用電容在一個周期內的安秒平衡法則，可得：

(29)

(30)

式(30)與(26)具有相同的表達形式，可見二者在本質上的統(tǒng)一性。

4.3 電流型Flipped-Γ源變流器的工作原理

電流型Trans-Z源變流器通過增加變壓器的匝數比來得到較高的增益和調制系數，但增益越高，需要匝數比也越大，文獻[39]提出了一種電流型Flipped-Γ源變流器拓撲結構，如圖15所示，其能夠通過較低的匝數比獲得理想的升降能力。

圖15 電流型Flipped-Γ源變流器Fig.15 Current-fed Flipped-Γ source converter

利用同樣的分析方法，其工作模式同樣分為非開路矢量狀態(tài)(如圖16(a)所示)和開路工作狀態(tài)(如圖16(b)所示)。利用KCL可以得到如下等式：

(31)

圖16 電流型Flipped-Γ源的兩種等效狀態(tài)Fig.16 Two equivalent circuits of current-fed Flipped-Γ source converter

在非開路(1-Dop)T時間內，二極管關斷，L1中電流i1=Idc，利用KCL可得電容電流為：

iC=nIdc-im

(32)

在開路矢量狀態(tài)DopT時間內，二極管導通，L1中電流i1=iC，可以推導出此狀態(tài)下電容電流為：

(33)

考慮到變流器在連續(xù)電流模式下，穩(wěn)態(tài)運行時，利用電容在一個周期內的安秒平衡法則，可得：

(34)

將im代入到非開路矢量狀態(tài)下的表達式下，變流器直流側的峰值電流可以表達為：

(35)

由式(35)可知，相比較式(30)，n取較小的值可以取得較高的增益。

4.4 電流型Trans-T源變流器的工作原理

在需要更高電流增益的應用場合下，電流型Trans-Z源變流器需要更高匝數比的變壓器，這會使體積變得更大，成本變得更高，而電流型Flipped-Γ源變流器由于其增益要求匝數比的精確度高，敏感性強，設計變壓器的難度增大，文獻[40]提出了一種新型變流器，采用三個耦合電感組合而成的T型結構，稱為Trans-T源變流器，如圖17所示。

圖17 電流型Trans-T源變流器Fig.17 Current-fed trans-T source converter

電流型Trans-T源變流器直流側等效電路如圖18所示。在運行過程中，同樣有非開路矢量狀態(tài)和開路矢量狀態(tài)兩種工作模式，如圖19所示。根據KCL、變壓器電壓電流和匝數比的關系可得如下關系式：

(36)

式中，n1、n2、n3分別為三個線圈的匝數，其中n2/n1=α，n3/n1=β。

圖18 電流型Trans-T源變流器的等效電路圖Fig.18 Equivalent circuit of current-fed trans-T source converter

圖19 電流型Trans-T源的兩種等效狀態(tài)Fig.19 Two equivalent circuits of current-fed Trans-T source converter

在開路矢量DopT時間內，二極管導通，變流器等效為開路，L2中沒有電流流過，可以推導出：

(37)

(38)

在非開路(1-Dop)T時間內，二極管關斷，此時電路中的電流關系為：

(39)

可得電容電流為：

(40)

考慮到變流器在連續(xù)電流模式下運行，利用電容在穩(wěn)態(tài)下一個周期內的安秒平衡法則，可得：

(41)

將im代入式(39)和式(40)，變流器直流側的峰值電流可以表達為：

(42)

從式(42)可以得出，升降系數B不僅與一級匝數比α有關，還和二級匝數比β相關?？梢酝ㄟ^兩個變壓器匝數比來控制升降系數，這是此拓撲結構的獨特特性。

4.5 含變壓器阻抗源變流器的特點與應用場合

4.1～4.4節(jié)介紹了阻抗源網絡中含變壓器的幾種拓撲，除了具有各自獨特特點外，該類阻抗源電流型變流器具有如下共同特點：

(1)能夠實現(xiàn)單級升降壓變換的功能，相比較于電流型Z源和準Z源變流器，其具有更寬的電流升降范圍。

(2)阻抗源網絡中只包含一個電容元件和變壓器，相比較傳統(tǒng)的阻抗源網絡，減少了元件數量。

(3)只包含一個二極管，可以實現(xiàn)能量功率的雙向流動。

電流型Z源和準Z源變流器在升壓模式下，輸出電壓都不能超出其輸入電壓的2倍，目的是防止二極管的非正常導通，這使其應用范圍受到了限制，文獻[37]闡述了電流型Trans-Z源變流器在變壓器繞組的匝數比n>1時，具有更大的運行操作范圍，能夠克服上述缺點。當匝數比大于1，除了更寬的操作范圍外，電流型Trans-Z源和Trans-準Z源變流器具有更大的電壓降壓系數。在電動運行狀態(tài)中當開路矢量狀態(tài)占空比在0

文獻[39]指出電流型Trans-Z源和Trans-準Z源變流器為了達到更高的電流增益，需要更高的變壓器匝數比，這使變流器體積增大，成本變高，不利于工業(yè)應用，而電流型Flipped-Γ源變流器具有較小的變壓器匝數比就可以達到同樣的電流增益能力。

文獻[40]指出，電流型Flipped-Γ源的升降系數對匝數比較為敏感，需要確定精確的匝數比，這無疑給工業(yè)應用帶來了額外成本，而電流型Trans-T源變流器具有二極管變壓器結構，結合了電流型Trans-Z源和電流型Flipped-Γ源變流器的優(yōu)點，使電流升降控制變得更加方便、容易。

含變壓器阻抗源電流型變流器由于其獨特的性能優(yōu)點，可實現(xiàn)更寬的電壓升壓范圍和雙向功率流動，特別適用于需要充電的混合動力汽車中，因為含變壓器阻抗源電流型變流器具有良好正弦波形的輸出電壓和輸出電流，可直接耦合馬達、發(fā)電機和電池；在混合動力汽車中，存在由于電壓快速變化產生的電壓沖擊造成的電機絕緣老化問題、軸漏電流引起的腐蝕造成軸承損耗以及電磁干擾等問題，引入含變壓器阻抗源電流型變流器可以避免和解決上述問題。除此之外，含變壓器阻抗源電流型變流器可以直接連接到電網，因此不需使用單相120V或三相220V電源提供額外的車載充電器，為新能源汽車和電動汽車提供了一個新型變流器拓撲結構的選擇。

5 其他阻抗源電流型變流器

阻抗源網絡具有很多種的變形和衍生結構，不同的結構特點適用不同的應用場合，以下簡要介紹其他一些電流型阻抗源網絡的拓撲結構。

5.1 電流型開關耦合電感變流器

開關耦合變流器是由抽頭電感演變而來的，耦合電感的基本作用主要為隔離和電壓調節(jié)，其拓撲結構如圖20所示。

圖20 電流型開關耦合電感變流器Fig.20 Current-fed switches coupled converter

在電流型開關耦合電感變流器中，同樣地，升降壓功能可以通過在變流器工作狀態(tài)中引入一個額外的開路矢量狀態(tài)來實現(xiàn)。圖21為電流型開關耦合電感變流器的等效電路，其電容數量少且系統(tǒng)尺寸顯著降低。此外，相對于傳統(tǒng)的升壓變流器，它具有較少的開關次數，以及更小的有源器件的電流應力；相比電流型阻抗源變流器，它具有較高的升壓比和較低的有源器件電流應力。通過調節(jié)升壓比率和開路占空比，變流器可以在一些工作區(qū)域維持最低的電壓和電流應力，升壓能力強，成本低，尺寸小，適用于光伏微電網和混合動力汽車充電與電機驅動領域。電流型開關耦合電感變流器具有緊湊、可吸收功率、高效、耐高溫、低成本等優(yōu)點。

圖21 電流型開關耦合變流器的兩種等效電路Fig.21 Two equivalent circuits of current-fed switches coupled converter

5.2 AC-AC變流器(矩陣變流器)

矩陣變換器是由九個雙向功率開關管組合而成，允許輸出和輸入的任何一相連接，是一種直接的AC-AC變流器，具有良好的正弦波輸出波形和可控的輸入功率因數。傳統(tǒng)矩陣變流器的最大電壓增益不超過0.866，另外功率開關易受同相輸出端直通或者開路狀態(tài)的出現(xiàn)而損害器件，而阻抗源型矩陣變流器的出現(xiàn)可以克服這些缺點，其基本拓撲結構如圖22所示(其中“X”代表各種雙向功率開關管，下同)。在電機拖動類似的交流負載應用中，其優(yōu)勢在于能夠自由升降電壓和頻率。

圖22 電流型Z源矩陣變流器Fig.22 Current-fed Z source matrix converter

圖23和圖24為矩陣變流器與傳統(tǒng)阻抗源網絡相結合的拓撲結構，矩陣變流器的優(yōu)點為矩陣變流器輸入側和輸出側的電壓和電流均為交流分量，不需要流過直流電流或者直流電壓，所以其輸入側的Z源LC網絡的成本和尺寸大小比Z源變流器的直流側網絡要小得多。

圖23 電流型準Z源矩陣變流器Fig.23 Current-fed quasi-Z source matrix converter

圖24 電流型Trans-Z源矩陣變流器Fig.24 Current-fed trans-Z source matrix converter

6 結論

阻抗源電流型變流器以其獨有的結構特性和功能特點給傳統(tǒng)的電力電子領域提供了一個新的研究方向，可以解決一些傳統(tǒng)電流型變流器所不能解決的問題。自從彭方正教授首次提出Z源網絡拓撲后，阻抗源網絡得到了廣泛的關注和研究，阻抗源網絡的優(yōu)越性能體現(xiàn)在能夠設計出魯棒性更好、更通用的變流器拓撲結構，這吸引了學術界和工業(yè)界的研究人員和設計師對其進行深入的探索研究。本文內容主要集中在阻抗源電流型變流器的拓撲和工作原理方面，傳統(tǒng)的阻抗源網絡已經發(fā)展到性能更優(yōu)越的準-Z源網絡、Trans-Z源網絡和許多其他類型的阻抗源網絡拓撲，能夠滿足特定場合的工業(yè)需求，并產生良好的效果。

在全球能源互聯(lián)化的背景下，如何將各種分布式的新能源并入電網，如何將各種分布式的系統(tǒng)聯(lián)合起來，以及如何實現(xiàn)未來工業(yè)中更復雜精確的指標要求，都對功率變換拓撲結構提出了新的要求，阻抗源電流型變流器由于其獨特的性能，已得到廣泛的研究和關注，并將逐步應用于工業(yè)領域。

[1] 丁新平 (Ding Xinping). Z源變流器關鍵技術的研究(Research on key aspects in Z-source converter) [D]. 杭州: 浙江大學(Hangzhou: Zhejiang University), 2007.

[2] Peng F Z. Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2003, 39(2) : 504-510.

[3] Loh P C, Vilathgamuwa D M, Gajanayake C J, et al. Transient modeling and analysis of pulse-width modulated Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(2) : 498-507.

[4] Liu J, Hu J, Xu L. Dynamic modeling and analysis of Z source converter - Derivation of AC small signal model and design oriented analysis[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(5): 1786-1796.

[5] Loh P C, Gajanayake C J, Vilathgamuwa D M, et al. Evaluation of resonant damping techniques for Z-source current-type inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(4):2035-2043.

[6] Peng F Z, Shen M S, Qian Z M. Maximum boost control of the Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(4): 833-838.

[7] Shen M S, Wang J, Joseph A, et al. Constant boost control of the Z-source inverter to minimize current ripple and voltage stress[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 42(3): 770-778.

[8] Loh P C, Vilathgamuwa D M, Lai Y S, et al. Pulse-width modulation of Z-source inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(6): 1346- 1355.

[9] Loh P C, Blaabjerg F, Wong C P. Comparative evaluation of pulsewidth modulation strategies for Z-source neutral point clamped inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(3): 1005-1013.

[10] 薛必翠, 張承慧, 丁新平(Xue Bicui，Zhang Chenghui，Ding Xinping). Z-源逆變器PWM調制策略的分析與比較(The analysis and comparison of the PWM modulation strategy of the Z-source inverter)[J]. 電工電能新技術(Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy), 2013, 32(3): 95-100.

[11] Peng F Z, Joseph A, Wang J, et al. Z-source inverter for motor drives[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(4): 857-863.

[12] Huang Y, Shen M, Peng F Z, et al. Z-source inverter for residential photovoltaic systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(6): 1776-1782.

[13] Peng F Z, Shen M, Holland K. Application of Z-source inverter for traction drive of fuel cell-battery hybrid electric vehicles[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(3):1054-1061.

[14] Dehghan S M, Mohamadian M, Yazdian A, et al. Dual-input dual-output Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(2):360-368.

[15] Loh P C, Gao F, Blaabjerg F, et al. Operational analysis and modulation control of three-level Z-source inverters with enhanced output waveform quality[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(7): 1767-1775.

[16] Loh P C, Gao F, Tan P-C, et al. Three-Level AC-DC-AC Z-Source converter using reduced passive component count[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(7): 1671-1681.

[17] Nguyen M-K, Jung Y-G, Lim Y-C. Single-phase Z-source AC/AC converter with wide range output voltage operation[J]. Journal of Power Electronics, 2009, 9(5): 736-747.

[18] Tang Y, Xie S, Zhang C, et al. Improved Z-source inverter with reduced Z-Source capacitor voltage stress and soft-start capability[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(2): 409-415.

[19] You K, Rahman M F. Analytical model of conduction and switching losses of matrix-Z-source converter[J]. Journal of Power Electronics, 2009, 9(2): 275-287.

[20] Nguyen M-K, Jung Y-G, Lim Y-C, et al. A single-phase Z-source Buck-Boost matrix converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(2): 453-462.

[21] Siwakoti Y P, Peng F Z, Blaabjerg F, et al. Impedance-source networks for electric power conversion - Part I: A topological review[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(2): 699-716.

[22] Fang X P, Qian Z M, Qi G, et al. Current mode Z-source inverter-fed ASD system[A]. IEEE 35th Annual Power Electronics Specialists Conference[C]. Aachen, Germany, 2004. 2805-2809.

[23] 房緒鵬(Fang Xupeng). Z源逆變器研究 (Research on Z-source inverter) [D]. 杭州: 浙江大學(Hangzhou: Zhejiang University), 2005.

[24] Thangaprakash S, Krishnan A. Current mode integrated control technique for Z-source inverter fed induction motor drives[J]. Journal of Power Electronics, 2010, 10(3): 285-292.

[25] Lei Q, Yang S T, Peng F Z, et al. Application of current-fed quasi-Z-source inverter for traction drive of hybrid electric vehicles[A]. IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference[C]. Dearborn, MI, USA, 2009. 671-677.

[26] Anderson J, Peng F Z. Four Quasi-Z-Source inverters[A]. IEEE Power Electronics Specialists Conference[C]. Rhodes, Greece, 2008. 2743-2749.

[27] Lei Q, Peng F Z, Yang S. Discontinuous operation modes of current-fed Quasi-Z-Source inverter[A]. Twenty-Sixth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition[C]. Fort Worth, TX, USA, 2011. 437-441.

[28] Yang S, Peng F Z, Lei Q, et al. Current-fed Quasi-Z-Source inverter with voltage Buck-Boost and regeneration capability[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2011,47(2):882-892.

[29] Lei Q, Cao D, Peng F Z. Novel SVPWM switching pattern for high efficiency 15kW current-fed quasi-Z-source inverter in HEV motor drive application[A]. Twenty Seventh Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition[C]. Orlando, FL, USA, 2012. 2407-2420.

[30] Cao D, Lei Q, Peng F Z. Development of high efficiency current-fed quasi-Z-source inverter for HEV motor drive[A]. 2013 Twenty-Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition[C]. Long Beach, CA, USA, 2013. 157-164.

[31] Lei Q, Cao D, Peng F Z. Novel loss and harmonic minimized vector modulation for a current-fed quasi-Z-source inverter in HEV motor drive application[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(3): 1344-1357.

[32] Yang S, Peng F Z, Lei Q, et al. Current-fed quasi-Z-source inverter with voltage buck-boost and regeneration capability[A]. IEEE Energy Conversion Congress and Exposition[C]. San Jose, CA, USA, 2009. 3675-3682.

[33] Lei Q. Buck/boost current-source-inverter topologies, modulation and applications in HEV/EV motor drive[D]. East Lansing, USA: Michigan State University, 2012.

[34] Zhu M, Yu K, Luo F L. Switched inductor Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010,25(8): 2150-2158.

[35] Nguyen M K, Lim Y C, Cho G B. Switched-inductor quasi-Z-source inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(11): 3183-3191.

[36] Li D, Gao F, Loh P C, et al. Hybrid-source impedance networks: Layouts and generalized cascading concepts[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(7): 2028-2040.

[37] Qian W, Peng F Z, Cha H. Trans-Z-source inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(12): 3453-3463.

[38] Strzelecki R, Adamowicz M, Strzelecka N, et al. New type T-source inverter[A].Compatibility and Power Electronics International Conference[C]. Badajoz, Spain, 2009. 191-195.

[39] Poh Chiang L, Ding L, Blaabjerg F. Current type flipped-Γ-source inverters[A]. IEEE Power Electronics and Motion Control Conference [C]. Harbin, China, 2012. 594-598.

[40] Quang-Vinh T, Kay-Soon L. A new current-type magnetically coupled T-source inverter[A]. IEEE International Industrial Technology Conference[C]. Busan, South Korea, 2014. 318-323.

Basic principle and research status of impedance source current-fed converter

LI Da-fei1,2,3， GUO Wen-yong1,3， QUAN Sheng-cai1,2,3

(1. Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China; 2. University of Chinese Academy of Sciences，Beijing 100049, China; 3. Key Laboratory of Applied Superconductivity, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)

Due to its unique boost and buck function, impedance source topology is getting more and more attention and has been applied in electric power conversion circuit. Various converter topologies have been reported in the literature to overcome the limitations and problems of the traditional converter topologies. Proper implementation of the impedance-source network with appropriate switching congurations and topologies reduces the number of power conversion stages in the power system, which may improve the reliability and performance of the power system. The impedance source converter can be generally classified into voltage-fed and current-fed types. Compared to the voltage-fed type, current source converter has the advantages of faster dynamic response, stronger current limiting capability, bigger dc circuit impedance, and higher input voltage. This paper provides a comprehensive review of the various impedance-source-networks-based current-fed power converters, summarizes the development history and current research status of impedance source current fed converter, and analyzes the topology and its advantages of the representative impedance source current source inverter and gives an outlook of its future development.

impedance source; current-fed; buck-boost

2015-11-16

國家自然科學基金項目(50907070；51361135705)、 國家863計劃項目(2013AA050803)

李大飛(1991-)， 男， 安徽籍， 碩士研究生， 研究方向為電力電子及其控制； 郭文勇(1979-)， 男， 福建籍， 副研究員/碩導， 博士， 研究方向為新能源發(fā)電、 儲能技術、 故障限流器和電力電子技術(通信作者)。

TM401

A

1003-3076(2016)08-0046-11