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    基于79F9211單片機(jī)的無(wú)刷直流電機(jī)控制器設(shè)計(jì)

    2015-12-02 21:37:50趙國(guó)樹(shù)周黎英
    現(xiàn)代電子技術(shù) 2015年22期
    關(guān)鍵詞:直流電機(jī)導(dǎo)通霍爾

    趙國(guó)樹(shù)+周黎英

    摘 要: 隨著無(wú)刷直流電機(jī)的廣泛使用,其控制器市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)愈發(fā)激烈,優(yōu)良的性能和低成本之間的矛盾日益突出。硬件部分采用了較高性價(jià)比79F9211單片機(jī)為控制器,設(shè)計(jì)了IGBT驅(qū)動(dòng)電路及其他輔助電路,完成了一種三相無(wú)刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)。在雙閉環(huán)調(diào)速環(huán)節(jié),采用改進(jìn)的積分分離PI算法,優(yōu)化了電流采集的數(shù)字濾波算法,滿足了無(wú)刷直流電機(jī)控制的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能要求,降低了控制成本。最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性。

    關(guān)鍵詞: 無(wú)刷直流電機(jī); 79F9211單片機(jī); 雙閉環(huán)控制; 改進(jìn)的積分分離PI算法; 消抖遞推濾波算法

    中圖分類號(hào): TN710?34; TP391.4 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼: A 文章編號(hào): 1004?373X(2015)22?0142?05

    無(wú)刷直流電機(jī)(Brushless DC Motors,BLDCM)具有高效率、大轉(zhuǎn)矩、小體積等特點(diǎn),目前已經(jīng)廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē)、航空航天、家用電器及工業(yè)控制領(lǐng)域。隨著技術(shù)的進(jìn)步,BLDCM越來(lái)越向小型化、控制器全數(shù)字化、結(jié)構(gòu)新型化和控制先進(jìn)化方向發(fā)展[2]。當(dāng)前市場(chǎng)日益競(jìng)爭(zhēng)日益激烈,除了期望控制器有較好的靜態(tài)、動(dòng)態(tài)性能,還對(duì)控制成本提出了更高的要求。

    早期的控制器多采用專用處理器,不利于拓展和二次開(kāi)發(fā)。隨著電子技術(shù)的發(fā)展,DSP及集成功率芯片的出現(xiàn),為運(yùn)動(dòng)控制提供了良好的平臺(tái),但隨之成本也相應(yīng)提高。針對(duì)上述問(wèn)題,采用了可靠的低成本方案實(shí)現(xiàn)了全數(shù)字無(wú)刷直流電機(jī)系統(tǒng)。

    1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及單斬PWM控制

    BLDCM控制系統(tǒng)硬件部分由微處理器、功率驅(qū)動(dòng)電路、電流檢測(cè)電路、霍爾信號(hào)輸入電路、調(diào)速電路等組成。如圖1所示,外部調(diào)速信號(hào)經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換,給控制系統(tǒng)提供速度給定,控制系統(tǒng)根據(jù)控制策略完成電子換相并改變PWM占空比,功率驅(qū)動(dòng)電路完成對(duì)IGBT的調(diào)制,通過(guò)改變電機(jī)的定子繞組電壓改變轉(zhuǎn)速。雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)所需的電流和速度值通過(guò)采樣電機(jī)母線電流和霍爾信號(hào)得到。

    μPD79F9211是瑞薩推出的16位的單片微控制器,性能很高且非常適合BLDCM控制,其成本比最普通的8位單片機(jī)還略低。μPD79F9211的多功能定時(shí)器陣列單元(TAUS)在40 MHz的最大分辨率下可提供帶死區(qū)時(shí)間的6路 PWM 輸出;有多種硬件觸發(fā)A/D轉(zhuǎn)換方式,可準(zhǔn)確地避開(kāi)電機(jī)換相時(shí)刻,提高采樣電流的精度;內(nèi)置的運(yùn)放電路簡(jiǎn)化了電路設(shè)計(jì),提高了抗干擾能力;內(nèi)置乘/除法器提高了運(yùn)算性能,此外,多功能定時(shí)器配備了雙通道比較器用于自動(dòng)故障檢測(cè)及過(guò)電流保護(hù)。

    μPD79F9211的7個(gè)通道組合輸出產(chǎn)生6路三角波PWM信號(hào)。如圖2所示,通道0是主通道,由周期值開(kāi)始向下計(jì)數(shù),其兩個(gè)周期構(gòu)成一個(gè)50 μs的PWM載波周期。其他為從通道,其中通道2,4,6運(yùn)行在上下計(jì)數(shù)模式并調(diào)制占空比;通道3,5,7工作在單次向下計(jì)數(shù)模式,控制死區(qū)時(shí)間。實(shí)際控制時(shí),為減小開(kāi)關(guān)損耗,僅調(diào)制上半橋臂進(jìn)行PWM斬波,另一路下橋臂采用電平控制。

    外部中斷設(shè)為上、下沿觸發(fā)方式,當(dāng)霍爾信號(hào)到來(lái)時(shí)進(jìn)入外部中斷,在中斷服務(wù)程序中,Timer09記錄相鄰兩次霍爾事件之間的計(jì)數(shù)脈沖值,通過(guò)計(jì)算可得到間隔時(shí)間;并根據(jù)當(dāng)前的霍爾序列查表產(chǎn)生如圖3所示的對(duì)應(yīng)的輸出序列。其中下橋臂為高電平關(guān)斷,低電平導(dǎo)通。

    2 控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

    2.1 電源電路設(shè)計(jì)

    BLDCM控制器電源分3部分:

    (1) 310 V母線電壓源。如圖4所示,壓敏電阻R1對(duì)電路起防過(guò)壓保護(hù)作用,兩組LC低通濾波器用來(lái)抑制EMI信號(hào),經(jīng)整流后,由繼電器和電阻構(gòu)成的軟起動(dòng)電路對(duì)濾波電容充電,抑制浪涌電流。

    (2) IGBT驅(qū)動(dòng)電壓。IGBT是電壓控制型器件,其柵極驅(qū)動(dòng)電壓一般為15 V左右,由85~265 VAC的寬電壓輸入的開(kāi)關(guān)電源芯片VIPer12A構(gòu)成穩(wěn)壓電源來(lái)實(shí)現(xiàn),如圖5所示。輸出電壓經(jīng)15 V穩(wěn)壓管D6后的差值反饋到FB端,與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較,改變VIPer12A內(nèi)部開(kāi)關(guān)時(shí)間,從而控制輸出電壓,實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓目的。

    (3) 單片機(jī)、霍爾電路、調(diào)速電路等需要的5 V電源可由15 V電壓經(jīng)三端穩(wěn)壓芯片穩(wěn)壓后產(chǎn)生。無(wú)刷電機(jī)的母線電流、調(diào)速模擬信號(hào)都需要經(jīng)過(guò)A/D轉(zhuǎn)換,其參考電壓精度很大程度上決定了采樣精度,因此除了將模擬地和數(shù)字地分開(kāi)只在一點(diǎn)用磁珠相連,還應(yīng)該設(shè)置精準(zhǔn)的A/D基準(zhǔn)源。如圖5所示,基準(zhǔn)電壓集成芯片TL431的參考端電位為2.5 V,精密電阻R7,R79阻值1 kΩ,則VREF= 2.5[R7+R77R7]=5 V。

    2.2 霍爾信號(hào)輸入電路

    BLDCM產(chǎn)生的霍爾信號(hào)首先由上拉電阻提高輸出電平,一方面,若斷開(kāi)霍爾接口,輸入將為錯(cuò)誤霍爾序列111,作故障報(bào)警提示;另一方面可提高噪聲容限,降低由干擾源造成的影響。該信號(hào)經(jīng)低通濾波電路濾除高頻干擾后,經(jīng)斯密特觸發(fā)器U5整形,送入外部中斷引腳INT4~6。如圖6所示。為實(shí)時(shí)獲取霍爾脈沖跳變,應(yīng)設(shè)置中斷優(yōu)先級(jí)為高,且設(shè)置中斷方式為上升、下降邊沿均使能。

    2.3 IGBT驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

    目前在市場(chǎng)上有很多成熟的集成功率驅(qū)動(dòng)芯片可供選擇,但價(jià)格成本較高。圖7所示設(shè)計(jì)了一種可行的IGBT驅(qū)動(dòng)方案。采用基于N型襯底的非穿通技術(shù)的IGBT ——GIB10B60KD1,額定電壓為600 V,額定電流為10 A,可承受瞬間脈沖電流32 A,具有10 μs的導(dǎo)通能力。

    當(dāng)UH,UL均為低電平時(shí),高頻小功率管Q10關(guān)斷,R14中無(wú)電流,Q4因失去偏置電壓而關(guān)斷,隨之二極管D12也立即截止,柵極電壓將Q7導(dǎo)通,上橋臂因柵極電荷迅速釋放而快速關(guān)斷;同時(shí)UL為低電平,Q22截止,Q19導(dǎo)通,R26的端電壓使Q13飽和導(dǎo)通,驅(qū)動(dòng)電壓經(jīng)柵極電阻R29后使下橋臂導(dǎo)通。驅(qū)動(dòng)電阻R29限制了IGBT的[didt]或[dudt],以保護(hù)IGBT。下橋臂導(dǎo)通,U被下拉至地,15 V經(jīng)自舉二極管D11對(duì)自舉電容C18充電;反之,當(dāng)UH、UL均為高電平時(shí),Q10導(dǎo)通,R14上的壓降使Q4導(dǎo)通,D12和R11上的壓降使Q7發(fā)射結(jié)反偏,處于關(guān)斷狀態(tài),IGBT的放電通道被阻斷。由于Q4導(dǎo)通,驅(qū)動(dòng)電壓經(jīng)D12和R11使上橋臂IGBT導(dǎo)通,U端出現(xiàn)高電位,D11陰極電位上浮,致使D11截止,自舉電容接替15 V完成柵極驅(qū)動(dòng)。同時(shí)UL為高電平時(shí),由于Q19基極電壓也為5 V,Q19關(guān)斷,R26無(wú)電流通過(guò),Q13因無(wú)偏置電壓而關(guān)斷,下橋IGBT驅(qū)動(dòng)電壓被斷開(kāi)。同時(shí)Q22導(dǎo)通,在下橋IGBT柵極和地之間建立的放電通道而迅速關(guān)斷。因此上橋臂導(dǎo)通,下橋臂截止。得出表1的對(duì)應(yīng)關(guān)系,其他兩相與此類似。

    2.4 電流檢測(cè)電路

    圖7中R8,R9等值功率精密電阻構(gòu)成母線電流檢測(cè)回路,等效阻值50 mΩ。母線電流由R4和C7構(gòu)成的低通濾波電路濾除高頻干擾后,連接到片內(nèi)可編程增益模擬輸入端CMP0P,通過(guò)對(duì)OAM寄存器編程設(shè)置6倍的放大系數(shù),輸出信號(hào)作為A/D轉(zhuǎn)換器和內(nèi)置比較器正端的模擬輸入,比較結(jié)果可作為過(guò)流保護(hù),可關(guān)斷所有調(diào)制信號(hào)。為防止小信號(hào)造成失調(diào)和噪聲干擾,在輸入信號(hào)上疊加直流偏置信號(hào),根據(jù)電壓疊加定理,得CMP0P引腳上的電壓為:

    [VCMPOP=R5R4+R5×Vsam+R4R4+R5×5 V≈0.98Vsam+98 mV ≈0.98×Isam(A)×50 mΩ+98 mV]

    3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

    3.1 BLDCM控制策略

    傳統(tǒng)PID控制算法,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,容易實(shí)現(xiàn),但由于微分存在高頻干擾信號(hào)同時(shí)放大的缺點(diǎn)[5],在電機(jī)控制中常用PI控制器構(gòu)成雙閉環(huán)系統(tǒng)[3?4]。相對(duì)位置式PI算法,增量式PI算法誤動(dòng)作小,調(diào)節(jié)時(shí),只在原來(lái)控制量上疊加調(diào)節(jié)量且方便通過(guò)加權(quán)處理優(yōu)化控制,增量式PI控制表達(dá)式為:

    [Δu(k)=KP[e(k)-e(k-1)]+KIe(k)] (1)

    式中:[Δu(k)]為增量式PI調(diào)節(jié)輸出;e(k)為偏差,即給定值與測(cè)量值之差;e(k-1)為前一次的偏差。

    在雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)中,電流環(huán)在加、減速時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快,并能改善母線電壓波動(dòng)帶來(lái)的影響,采用經(jīng)典的PI基本能滿足要求;若要速度穩(wěn)定,則主要是靠轉(zhuǎn)速環(huán)完成。然而單一的PI參數(shù)無(wú)法同時(shí)滿足動(dòng)態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)性能的要求,原因是:電機(jī)起動(dòng)時(shí)偏差e(k)很大,速度環(huán)輸出飽和,即電流環(huán)的給定不變,速度環(huán)實(shí)際上相當(dāng)于開(kāi)環(huán),系統(tǒng)成為恒流控制下的電流調(diào)節(jié)系統(tǒng)[5];為了加快響應(yīng)速度,需要較大的KP,同時(shí)為防止積分飽和又需要較小的KI甚至為0;為了提高穩(wěn)態(tài)精度,避免振蕩,又期望KP,KI都較大。為此,速度環(huán)采用了改進(jìn)的積分分離的PI算法,如圖8所示。

    取偏差閾值B,M,S,VS,即對(duì)應(yīng)偏差大、中、小、很小。C為電機(jī)最大允許輸出電流A/D值。速度環(huán)輸出:

    [u(k)=uk-1+Δuk] (2)

    [Δu(k)=KP[e(k)-e(k-1)]+λKIe(k)] (3)

    [k=C, ek>Bλ=0, M

    當(dāng)[ek>B],偏差大,[Δu(k)=C],電流給定不變,單閉環(huán)恒流調(diào)節(jié),允許電機(jī)以最大允許電流輸出轉(zhuǎn)矩,加速起動(dòng)過(guò)程;當(dāng)[M

    為方便PI參數(shù)調(diào)整,單片機(jī)串口外接了藍(lán)牙模塊,通過(guò)該模塊與PC端的藍(lán)牙通信,通過(guò)調(diào)試軟件可進(jìn)行參數(shù)的修改,加速整定過(guò)程。

    3.2 中斷信號(hào)的處理

    BLDCM控制能否取得較好的效果,一是取決于算法本身,另一個(gè)則在于測(cè)量參數(shù)的準(zhǔn)確度。在BLDCM控制中,轉(zhuǎn)速、電流、調(diào)速信號(hào)是閉環(huán)控制的三大影響因素。若測(cè)量誤差很大,勢(shì)必影響控制精度。調(diào)速模擬信號(hào)在低通濾波、A/D轉(zhuǎn)換后,經(jīng)中位值法濾波就可以達(dá)到較好的效果,下面主要討論轉(zhuǎn)速和電流測(cè)量。

    (1) 轉(zhuǎn)速測(cè)量。在霍爾信號(hào)中斷中,根據(jù)三路霍爾序列查表輸出控制相序的同時(shí)進(jìn)行測(cè)速是最常使用的方法,但由于霍爾元件位置安裝精度問(wèn)題,在轉(zhuǎn)子高速轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí),產(chǎn)生的測(cè)速誤差很大。實(shí)驗(yàn)所用BLDCM極對(duì)數(shù)3,轉(zhuǎn)子每轉(zhuǎn)過(guò)20°就產(chǎn)生1個(gè)霍爾信號(hào),每轉(zhuǎn)1周產(chǎn)生18個(gè)霍爾信號(hào)。對(duì)同一電機(jī),提高測(cè)速精度可從兩個(gè)角度考慮:一是提高計(jì)數(shù)脈沖頻率,頻率越高,相鄰霍爾序列之間計(jì)數(shù)越多,誤差越小;二是采用適當(dāng)?shù)能浖V波算法,單純的平均值濾波影響轉(zhuǎn)速的實(shí)時(shí)性,采用遞推平均值濾波算法是比較好的選擇。

    (2) 電流檢測(cè)。電機(jī)的電流采樣信號(hào)中伴隨很多噪聲信號(hào),換相時(shí)的IGBT開(kāi)關(guān)噪聲、電路的電磁噪聲等對(duì)電流檢測(cè)帶來(lái)很大困擾。除了硬件電路上做好布線、接地、采用獨(dú)立的參考電壓基準(zhǔn)源及進(jìn)行低通濾波外,軟件處理也很重要。首先是采樣點(diǎn)的選擇。由于采用上橋PWM調(diào)制,在一個(gè)PWM周期中,如上橋WH調(diào)制,下橋UL恒通。當(dāng)上橋WH關(guān)斷時(shí),續(xù)流將沿UL和WL的反并聯(lián)二極管流動(dòng),此時(shí)母線電流無(wú)輸出??梢?jiàn),要避開(kāi)IGBT開(kāi)關(guān)噪聲,母線電流采樣點(diǎn)不能選在PWM周期中關(guān)斷的時(shí)間段內(nèi),那最好的選擇就是時(shí)刻定在PWM導(dǎo)通階段的中點(diǎn)[1]。在圖2所示PWM輸出時(shí)序圖中,主通道0決定了從通道上升和下降狀態(tài),在下降狀態(tài)的匹配中斷觸發(fā)電流采樣正好對(duì)應(yīng)PWM導(dǎo)通階段的中點(diǎn)。通過(guò)實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn),該方法可有效地減小電流值的離散度,再結(jié)合數(shù)字濾波可達(dá)到較好的效果。

    數(shù)字濾波方法有很多,如中值法、平均值法、消抖濾波法、遞推濾波法等??紤]到干擾的隨機(jī)性,改進(jìn)了遞推濾波法,加入了消抖措施,并保留了遞推濾波原本的抗周期性干擾的作用,提高了抗干擾能力。消抖遞推濾波法如圖9所示。

    設(shè)置采樣值的振蕩范圍δ,由于干擾的隨機(jī)性,快速正向超出和反向超出,計(jì)數(shù)器Count向相反方向計(jì)數(shù),使其“內(nèi)耗”而難以溢出,以消除過(guò)大的隨機(jī)數(shù)據(jù)。而對(duì)真實(shí)的定向變化趨勢(shì),count很快溢出,將該數(shù)據(jù)納入數(shù)組替代最早的元素,數(shù)組的平均值即為當(dāng)前電流采樣值。與其他算法相比,該方法結(jié)構(gòu)巧妙、運(yùn)算量小、響應(yīng)快,提高了采樣值的平滑性。

    3.3 主程序設(shè)計(jì)

    主程序中,雙閉環(huán)調(diào)節(jié)周期應(yīng)大于霍爾測(cè)速周期,若調(diào)節(jié)周期未到則僅作電流環(huán)調(diào)節(jié),如圖10所示。在調(diào)節(jié)周期中,若堵轉(zhuǎn)標(biāo)志置位,控制器禁止所有調(diào)制。正常運(yùn)行時(shí),首先讀取濾波后的轉(zhuǎn)速給定和當(dāng)前轉(zhuǎn)速,根據(jù)偏差e,轉(zhuǎn)速環(huán)給出相應(yīng)的控制策略:偏差大,則進(jìn)行開(kāi)環(huán)恒流調(diào)節(jié);偏差中等則引入比例調(diào)節(jié);偏差很小時(shí),則進(jìn)行分段PI調(diào)節(jié)。速度環(huán)的輸出作為電流的給定,通過(guò)TDR02、TDR04和TDR06中的比較值改變上橋臂的占空比,從而改變定子繞組電流,實(shí)現(xiàn)調(diào)速。

    4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    實(shí)驗(yàn)所用的BLDCM參數(shù):極對(duì)數(shù)3,額定電壓220 V,額定功率400 W,額定轉(zhuǎn)速3 000 r/min,對(duì)電機(jī)施加1.5 N·m負(fù)載轉(zhuǎn)矩。圖11為起動(dòng)、運(yùn)行及制動(dòng)時(shí)的電流波形;圖12、圖13分別是給定轉(zhuǎn)速200 r/min和2 500 r/min時(shí)的轉(zhuǎn)速曲線圖。

    5 結(jié) 語(yǔ)

    以79F9211單片機(jī)為核心,設(shè)計(jì)了針對(duì)額定電壓220 V,額定功率400 W的BLDCM控制系統(tǒng),對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)控制采用了雙閉環(huán)控制策略,在轉(zhuǎn)速環(huán)采用了改進(jìn)的積分分離的PI算法并完成對(duì)PI參數(shù)整定,分析了測(cè)量參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響,并采用了優(yōu)化的消抖遞推濾波法。實(shí)驗(yàn)表明該系統(tǒng)具有良好的靜態(tài)精度和動(dòng)態(tài)響應(yīng),與傳統(tǒng)的DSP控制系統(tǒng)相比,該系統(tǒng)不僅實(shí)現(xiàn)了良好的控制效果,而且成本也大大降低。經(jīng)長(zhǎng)期測(cè)試,該方案系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、工作穩(wěn)定。

    參考文獻(xiàn)

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