基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的HVDC換流站研究

王春義，郝全睿，孔　鵬，曹相陽(yáng)，高　峰

（1.國(guó)網(wǎng)山東省電力公司，濟(jì)南　250001；2.電網(wǎng)智能化調(diào)度與控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（山東大學(xué)電氣工程學(xué)院），濟(jì)南　250061）

·試驗(yàn)研究·

基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的HVDC換流站研究

王春義1，郝全睿2，孔鵬1，曹相陽(yáng)1，高峰2

（1.國(guó)網(wǎng)山東省電力公司，濟(jì)南250001；2.電網(wǎng)智能化調(diào)度與控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（山東大學(xué)電氣工程學(xué)院），濟(jì)南250061）

提出一種基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的HVDC換流站模型，在承受相同直流電壓的情況下，其開(kāi)關(guān)器件數(shù)目只有傳統(tǒng)MMC的1/3，經(jīng)濟(jì)性顯著。首先分析半H橋型MMC的運(yùn)行原理，提出其等效模型及直流側(cè)電容的確定準(zhǔn)則；然后建立三相串聯(lián)半H橋型MMC換流站基于交流有功功率平衡的控制系統(tǒng)，解決了其在交流故障下安全穩(wěn)定運(yùn)行的問(wèn)題，同時(shí)提出附加直流側(cè)電壓控制方法，改善了直流側(cè)相間電壓平衡；最后在PSCAD/EMTDC中搭建仿真模型，仿真結(jié)果驗(yàn)證了所提三相串聯(lián)半H橋型MMC換流站良好的交流故障穿越能力。

高壓直流輸電；模塊化多電平換流器；廣義同步坐標(biāo)系；不對(duì)稱交流電壓；電流矢量控制

0　引言

傳統(tǒng)高壓直流輸電 （High Voltage Direct Current，HVDC）被廣泛應(yīng)用于遠(yuǎn)距離大容量電力傳輸。傳統(tǒng)高壓直流輸電采用電網(wǎng)換相換流器（Line Commutated Converter，LCC）和點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的功率傳送方式，即只有1個(gè)LCC整流站和1個(gè)LCC逆變站。采用這種點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的連接方式，直流線路沿線地區(qū)很難利用已有的LCC-HVDC線路走廊獲取或送出小容量的電力，極大地限制了HVDC的靈活性［1-3］。

如果將常規(guī)的三相換流器并聯(lián)到HVDC線路上，該換流器需要承受整個(gè)直流線路電壓，其換流器電壓等級(jí)與主換流站相同。盡管需要獲取或送出的電力遠(yuǎn)小于主換流站的容量，其造價(jià)近乎等于主換流站的造價(jià)，經(jīng)濟(jì)性差［4］。因此有必要設(shè)計(jì)一種經(jīng)濟(jì)可靠的直流輸電線路中間落點(diǎn)換流器。

作為直流輸電線路中間落點(diǎn)，換流器應(yīng)具有以下幾個(gè)特征：

1）造價(jià)低，開(kāi)關(guān)器件數(shù)目盡可能少；

2）能接入弱交流電網(wǎng)或向無(wú)源網(wǎng)絡(luò)供電；

3）具有良好的交流故障穿越特性，交流電網(wǎng)的擾動(dòng)不能嚴(yán)重干擾直流線路［5］。

另一方面，直流輸電技術(shù)逐漸從高壓輸電領(lǐng)域擴(kuò)展到中低壓配電領(lǐng)域，柔性直流電網(wǎng)和直流配電網(wǎng)就是逐漸興起的研究熱點(diǎn)，上述直流線路中間落點(diǎn)換流器的幾項(xiàng)關(guān)鍵特征同樣適用于柔性直流電網(wǎng)和直流配電網(wǎng)，滿足分布式能源接入和向無(wú)源網(wǎng)絡(luò)供電的要求［6］。

文獻(xiàn)［4］提出一種基于三相串聯(lián)電壓源型換流器（Voltage Source Converter，VSC）的HVDC線路中點(diǎn)抽能方案。該方案將3個(gè)單相VSC串聯(lián)承受整個(gè)直流線路電壓，與傳統(tǒng)的三相并聯(lián)VSC相比，只有一個(gè)橋臂承受直流電壓。文獻(xiàn)［7-9］也基于這一思想提出了三相串聯(lián)的HVDC換流器結(jié)構(gòu)。以上文獻(xiàn)僅提出了三相串聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并未深入研究其對(duì)應(yīng)的控制策略，特別是交流故障下三相串聯(lián)換流器的控制策略及方法。隨著模塊化多電平換流器技術(shù)的發(fā)展，文獻(xiàn)［9］將三相串聯(lián)的思想應(yīng)用于MMC，提出了三相串聯(lián)MMC換流器。該換流器將3個(gè)單相H橋型MMC串聯(lián)，共有兩個(gè)橋臂承受直流線路電壓。文獻(xiàn)［5］對(duì)該換流器在交流故障下的控制策略進(jìn)行了深入研究。

提出一種三相串聯(lián)半H橋型MMC（Series-connected Half H-bridge MMC，SCHB-MMC）直流換流器模型。該換流器將3個(gè)半H橋型單相MMC在直流側(cè)串聯(lián)，只有1個(gè)橋臂承受直流電壓，在承受相同直流電壓的情況下，開(kāi)關(guān)器件數(shù)目只有傳統(tǒng)三相并聯(lián)MMC的1/3，是文獻(xiàn)［9］提出的三相串聯(lián)MMC的1/2。首先分析單相半H橋型MMC的運(yùn)行原理，推導(dǎo)了其等效模型，給出了直流側(cè)電容的計(jì)算依據(jù)；然后根據(jù)交流側(cè)功率平衡原理，建立三相串聯(lián)半H橋型MMC直流換流器的控制回路；最后在PSCAD/ EMTDC中搭建了仿真模型，對(duì)換流器在正常工況和多種不對(duì)稱交流故障情況進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果表明提出的三相串聯(lián)半H橋型MMC能夠安全穩(wěn)定地運(yùn)行，具有良好的交流故障穿越能力。

1　三相串聯(lián)半H橋型MMC

1.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

提出的基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的HVDC換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其將3個(gè)單相半H橋型MMC在直流側(cè)串聯(lián)。每個(gè)單相中，2個(gè)電容C與SM橋臂并聯(lián)，組成了一個(gè)H橋型回路，提供交流電流流通路徑。每個(gè)單相半H橋型MMC的交流端與1個(gè)單相變壓器的二次側(cè)相連，3個(gè)單相變壓器的一次側(cè)采用△連接。圖1中的SM模塊可以采用半橋子模塊（Half Bridge Sub-Module，HBSM）、全橋子模塊（Full Bridge Sub-Module，F(xiàn)BSM）和箝位雙子模塊（Clamp Double Sub-Module，CDSM）。采用不同子模塊的三相串聯(lián)半H橋型MMC的運(yùn)行原理和控制策略基本相同，為簡(jiǎn)化分析，僅以HBSM為例進(jìn)行說(shuō)明［10-11］。

圖1　三相串聯(lián)半H橋型MMC

1.2運(yùn)行原理

三相串聯(lián)半橋型MMC以單相半H橋型MMC為基本組成單元，下面以A相為例說(shuō)明單相半H橋型MMC的運(yùn)行原理。單相半H橋型MMC等效電路如圖2所示，上、下橋臂產(chǎn)生的電壓可以表示為

式中：uaref為換流器的參考電壓；Ud為單相換流器的直流側(cè)電壓。

圖2（b）給出了電流的流通路徑，直流電流只流過(guò)換流器的SM橋臂，不流過(guò)電容。交流電流被上SM橋臂、電容C1和下SM橋臂、電容C2組成的上下回路均分。各電流可表示為

式中：i1和 i2分別為上下橋臂電流；ic1和ic2為電容C1和C2的充電電流；ia為交流電流；Id為直流電流。

半H橋型MMC的模塊電壓平衡算法、調(diào)制算法與常規(guī)MMC完全相同，本文不再贅述［12-13］。

1.3等效模型

除去因交流電流引起的電壓波動(dòng)，電容C1和C2各自承受一半的直流電壓，二者的電容電壓可以表示為

以換流器負(fù)極為電勢(shì)參考點(diǎn)，M、N和D點(diǎn)電勢(shì)為

則uM（N），D=uaref-Δuc根據(jù)圖2（a），可得

則

圖2（d）給出了對(duì)應(yīng)的等效電路圖，Δuc可以等效為串聯(lián)在交流回路的等效電容2C。圖2（a）中的電容可以等效為2個(gè)直流電壓源和1個(gè)與交流回路串聯(lián)的等效電容2C，如圖2（c）所示。所以，單相半H橋型MMC的輸出電壓uaref可以看作為M、N與虛擬點(diǎn)D′的電勢(shì)差。圖2（d）給出了最終的等效電路，其中等效電感L′為

1.4C的取值

由Δuc的表達(dá)式可知，電容C上的電壓變化為

式中：Ia為交流電流ia的幅值。因此，輸出的紋波系數(shù)為

式中：F0為設(shè)定的紋波限值。為了防止交流故障下的過(guò)電流，換流器的交流電流不應(yīng)超過(guò)其限值IaM，電容C也應(yīng)按照換流器可承受的最大交流電流IaM整定，因此

為了滿足輸出紋波要求，C應(yīng)滿足

同時(shí)，電容C還應(yīng)滿足L′＞0，即

綜合式（11）和（12），C的取值為

2　控制策略

2.1基本控制思想

三相串聯(lián)換流器需要具備在不對(duì)稱交流電壓下短時(shí)運(yùn)行的能力，即在發(fā)生交流故障時(shí)，也能維持各相的直流側(cè)電壓平衡。文獻(xiàn)［5］提出了三相串聯(lián)MMC換流器在交流故障下的控制策略，其核心是通過(guò)平衡交流側(cè)輸入有功功率實(shí)現(xiàn)交流故障下的直流側(cè)電壓平衡，其控制思想適用于所有的三相串聯(lián)換流器拓?fù)?。沿用以上控制思想，改進(jìn)直流側(cè)電壓控制，建立了三相串聯(lián)半H橋型MMC的控制回路。為了避免重復(fù)，對(duì)沿用的控制思想部分僅做簡(jiǎn)單說(shuō)明，對(duì)改進(jìn)部分做詳細(xì)解釋。

以廣義同步坐標(biāo)系下的電流矢量控制為基礎(chǔ)，以交流故障期間交流電流三相對(duì)稱為控制目標(biāo)。廣義同步坐標(biāo)系下參考電流的解析過(guò)程可以歸納為：確定控制目標(biāo)、確定參考電流被控分量、根據(jù)相間有功功率平衡推導(dǎo)表征電壓電流關(guān)系的方程組、構(gòu)建參考電流方程組。各參考電流分量的推導(dǎo)過(guò)程如圖3所示。

圖3　廣義同步坐標(biāo)系下參考電流的推導(dǎo)過(guò)程

首先根據(jù)控制目標(biāo)確定參考電流的組成。為實(shí)現(xiàn)交流故障期間交流電流三相對(duì)稱，應(yīng)抑制交流側(cè)流入交流系統(tǒng)的負(fù)序和零序電流。負(fù)序電流的抑制可以通過(guò)補(bǔ)償變壓器二次側(cè)的負(fù)序電壓實(shí)現(xiàn)。變壓器一次側(cè)△接法保證了零序電流不會(huì)流入交流系統(tǒng)，而在二次側(cè)，零序電流用來(lái)平衡各相輸入的有功功率。因此，變壓器二次側(cè)電流應(yīng)該只含有正序分量和零序分量。根據(jù)各相的電壓、電流表達(dá)式推導(dǎo)得出各相有功功率的表達(dá)式，為實(shí)現(xiàn)交流側(cè)有功功率平衡，須滿足

由式（14）推導(dǎo)得出表征相間功率平衡的電壓電流分量關(guān)系的方程。最后結(jié)合控制目標(biāo)，得出電壓電流的方程組，求解方程組可得到參考電流各序分量［5］。最終的電壓電流方程組為

求解式（15），可得參考電流各序分量為

2.2附加相間直流側(cè)電壓控制

如上節(jié)所述，通過(guò)平衡交流側(cè)輸入有功功率可以實(shí)現(xiàn)故障下的直流電壓側(cè)電壓平衡，但實(shí)際運(yùn)行時(shí)各相直流側(cè)電壓會(huì)略有差異，此時(shí)需要進(jìn)行附加的直流側(cè)電壓控制，使直流側(cè)電壓完全滿足

式中：uad，ubd和 ucd分別為A、B、C相直流側(cè)電壓。

以A相為例說(shuō)明附加相間直流側(cè)電壓控制的原理。定義誤差εa為

當(dāng)εa≠0時(shí)，附加直流側(cè)電壓控制將生成1個(gè)參考電壓增量，通過(guò)改變參考電壓信號(hào)來(lái)控制交流側(cè)的有功輸入，進(jìn)而調(diào)整直流側(cè)電壓而消除誤差，如圖4所示。

假設(shè)變壓器二次側(cè)電壓ua和最初的參考電壓信號(hào)uaref為

由圖4所示，生成的參考電壓增量可以表示為

式中：cos（ωt）由電壓ua滯后T/4得到。加入?yún)⒖茧妷涸隽亢螅碌膮⒖茧妷盒盘?hào)u′aref為同時(shí)，u′aref可以表示為

對(duì)比式（21）和（22），可得

考慮參考電壓增量，A相交流側(cè)輸入的有功功率P′a為

式中：Pa為沒(méi)有參考電壓增量時(shí)的有功功率。

當(dāng)εa＞0時(shí)，有功功率增量UaKPεa/（2ωL′）被傳遞到直流側(cè)，通過(guò)提高電容電壓來(lái)升高uad，直至εa=0。與Pa相比，有功功率增量很小，只是用來(lái)微調(diào)單相有功功率輸入，并不影響整個(gè)三相MMC總的有功功率。

圖4　相間電壓平衡控制示意圖

2.3總體控制框圖

三相串聯(lián)半H橋型MMC的總體控制以同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的電流矢量控制為基礎(chǔ)，整個(gè)控制框圖可以分為4部分：參考電流計(jì)算、過(guò)電流限制模塊、電流內(nèi)環(huán)回路和附加直流電壓控制，其中電流內(nèi)環(huán)控制模塊又分為基于PI控制器的正序電流控制、負(fù)序電流控制和零序電流控制模塊，如圖5所示。

首先，參考電流計(jì)算模塊根據(jù)變壓器二次側(cè)交流電壓的正負(fù)序分量和交流電流的正負(fù)零序分量計(jì)算正序和零序參考電流。根據(jù)2.1節(jié)的控制原理，負(fù)序參考電流設(shè)為零。

然后，通過(guò)過(guò)電流限制模塊限制交流故障時(shí)交流電流的幅值，防止換流器過(guò)電流［5］。其根據(jù)前一模塊計(jì)算得出的參考電流值，選取靜止坐標(biāo)系下參考電流幅值最大相，同比例縮小同步坐標(biāo)系下的參考電流，使參考電流最大相的電流幅值維持在設(shè)定的電流限值。

過(guò)電流限制模塊輸出修正后的正序和零序參考電流至內(nèi)環(huán)電流控制模塊。內(nèi)環(huán)電流控制分為正序電流、負(fù)序電流和零序電流控制，輸出參考電壓均由PI控制器給定。已有諸多文獻(xiàn)對(duì)基于PI控制器的正負(fù)序內(nèi)環(huán)電流控制進(jìn)行詳細(xì)闡述，本文不再贅述［14-15］。零序電流控制多采用基于PR控制器，本文采用了基于PI控制器的旋轉(zhuǎn)同步坐標(biāo)系下的零序電流控制回路［5，16］。

經(jīng)過(guò)Park反變換后，靜止坐標(biāo)系下的正序、負(fù)序和零序參考電壓相加得到各相的參考電壓uiref，最后與附加相間直流側(cè)電壓控制信號(hào)Δuiref得到最終的參考電壓信號(hào)u′iref。

3　仿真驗(yàn)證

在仿真軟件PSCAD/EMTDC中搭建了三相串聯(lián)半H橋型MMC換流站及控制系統(tǒng)模型，換流站的具體參數(shù)如表1所示。換流器所能承受的最大電流幅值設(shè)為2 kA。A相電壓設(shè)定為63.5∠0°kV，直流電壓為300 kV，每個(gè)單相半H橋型MMC承受100 kV的直流電壓。

圖5　總體控制框圖（符號(hào)“///”表示變量為三相）

根據(jù)1.3節(jié)提出的電容值確定原則，如果電容的紋波系數(shù)不大于0.01，則

因此，在3.2和3.3節(jié)的仿真中，電容C的取值為6 500 μF。

表1　仿真系統(tǒng)主要參數(shù)

3.1等效模型

為了驗(yàn)證1.2節(jié)提出的半H橋型MMC等效模型的正確性，給定換流器的參考電壓為，然后測(cè)量不同電容值對(duì)應(yīng)的交流電流有效值。圖6給出了PSCAD測(cè)量的仿真數(shù)據(jù)和根據(jù)等效模型得出的計(jì)算數(shù)據(jù)對(duì)比。由圖6可知，除去C=400 μF的諧振點(diǎn)，仿真模型得到的離散數(shù)據(jù)和等效模型得到的曲線完全吻合。在諧振點(diǎn)處，回路阻抗最小，為交流回路電阻值；當(dāng)C>400 μF時(shí)，回路阻抗為感性；當(dāng)C<400 μF時(shí)，回路阻抗為容性。因此，提出的半H橋型MMC的等效模型是正確的。

3.2附加相間直流側(cè)電壓控制

圖7給出了附加相間直流側(cè)電壓控制模塊投入后相間直流電壓的變化過(guò)程，圖中3條曲線分別為3個(gè)單相MMC直流側(cè)電壓，附加相間直流側(cè)電壓控制在5 s時(shí)投入，投入前后電網(wǎng)電壓均保持正常三相對(duì)稱。附加直流側(cè)電壓控制投入前，相間直流電壓偏離100 kV，附加控制投入后，相間直流電壓迅速平衡，維持在100 kV。附加控制是基于比例控制器的有差調(diào)節(jié)，當(dāng)比例系數(shù)較大時(shí)，系統(tǒng)會(huì)變得不穩(wěn)定，圖4的比例系數(shù)Kp取值為0.007。

圖6　交流電流的仿真數(shù)據(jù)和等效模型數(shù)據(jù)對(duì)比（交流回路等效電阻R=0.525 Ω）

圖7　附加直流電壓控制投入后暫態(tài)特性

3.3交流故障穿越能力

假設(shè)t=5 s時(shí)交流母線a相發(fā)生臨時(shí)性單相接地短路，短路阻抗為0，在5.2 s時(shí)刻電流限定模塊激活，且在5.4 s時(shí)刻故障被排除。

圖8給出了換流器交流故障前的穩(wěn)態(tài)特性，橋臂電流由直流分量和交流分量組成。電容C1和C2的充電電流ic1、ic2大小相等，方向相反，大小為交流電流的一半，C1、C2的電壓為直流電壓50 kV和ic1、ic2引起的電壓波動(dòng)之和的一半，與1.2節(jié)所述一致。

圖9和圖10給出了換流器故障前后的暫態(tài)特性。圖9（a）和（b）分別為變壓器一次側(cè)和二次側(cè)相電壓，因?yàn)樽儔浩饕淮蝹?cè)為△接線，二次側(cè)相電壓不含有零序分量。圖9（c）和（d）分別為變壓器一次側(cè)和二次側(cè)電流。如圖9（c）所示，一次側(cè)電流在交流故障發(fā)生前后始終保持三相對(duì)稱，不含零序和負(fù)序分量，符合控制目標(biāo)。二次側(cè)電流在過(guò)電流限制模塊投入后，迅速將電流幅值限定為2 kA。

圖8　交流故障發(fā)生前換流器波形

圖9　換流器故障前后的暫態(tài)波形

如圖10所示，3個(gè)單相換流器有功功率在過(guò)電流限制模塊投入后減小，但始終保持一致，3個(gè)單相換流器的直流側(cè)電壓也始終維持在100 kV。直流電流在故障期間及故障排除時(shí)刻存在波動(dòng)。當(dāng)故障在5.4 s排除后，換流器迅速恢復(fù)正常運(yùn)行。

圖10　發(fā)生SLG時(shí)系統(tǒng)的仿真結(jié)果

4　性能比較

為了比較SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC，假設(shè)二者直流側(cè)電壓相同，并且具有相同的功率因數(shù)cos φ和調(diào)制系數(shù)M。如果二者的模塊電容電壓均為Udc/n，則二者的開(kāi)關(guān)元器件應(yīng)具有相同的電壓等級(jí)。對(duì)兩種換流器的其他方面進(jìn)行比較，包括開(kāi)關(guān)器件的電流等級(jí)、換流器的損耗和效率。

4.1開(kāi)關(guān)元器件

以A相為例，傳統(tǒng)MMC換流器A相電壓幅值為

不考慮換流器的損耗，可得

式中：I′a為A相電流幅值；I′d為直流電流。

因此，

傳統(tǒng)MMC的橋臂電流幅值為

應(yīng)按照橋臂電流的最大值選取其開(kāi)關(guān)器件IGBT的集電極重復(fù)峰值電流I′CRM，同時(shí)考慮到一定的裕度，I′CRM可表示為

式中：m為電流裕度，通常取值為2。

對(duì)于SCHB-MMC，A相電壓幅值為

同式（26）的分析，可得

式中：Ia為SCHB-MMC換流器A相電流幅值，則

由式（2）可知，SCHB-MMC的橋臂電流可表示為

類似于傳統(tǒng)MMC開(kāi)關(guān)器件電流額定值的選取方法，SCHB-MMC的集電極重復(fù)峰值電流ICRM，可表示為

當(dāng)傳統(tǒng)MMC和SC-MMC輸送的直流功率相同時(shí)，Id=I′d，可知

所以，當(dāng)二者輸送功率相同的情況下，SCHBMMC開(kāi)關(guān)器件的電流額定值為傳統(tǒng)MMC的3倍，同時(shí)二者的電壓額定值相同。

開(kāi)關(guān)器件的造價(jià)主要由其電壓額定值決定。根據(jù)文獻(xiàn)［17］提供的數(shù)據(jù)，雖然SCHB-MMC中單個(gè)IGBT的電流額定值為傳統(tǒng)MMC的3倍，但兩種IGBT的造價(jià)卻相差不大。在承受相同直流電壓的情況下，SCHB-MMC所需的開(kāi)關(guān)器件數(shù)目?jī)H為傳統(tǒng)MMC的1/3，因此在傳輸相同直流功率的情況下，SCHB-MMC的造價(jià)約為傳統(tǒng)MMC的1/3。

4.2損耗及效率

對(duì)于SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC中單個(gè)IGBT而言，二者的電壓額定值相同，即集電極—發(fā)射極電壓額定值相同，而前者的電流額定值為后者的3倍。文獻(xiàn)［17］給出了具體的IGBT模塊的實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)。IGBT模塊的總損耗功率與其額定電流成正比。以FZ400R33KF2C和FZ1200R33KF2C兩種IGBT模塊為例，二者額定集電極—發(fā)射極電壓均為3.3 kV，集電極重復(fù)峰值電流額定值分別為800 A和2 400 A，根據(jù)文獻(xiàn)［20］提供的數(shù)據(jù)，兩者的總功率損耗額定值分別為4.9 kW和14.5 kW，后者為前者的3倍。因而在開(kāi)關(guān)頻率相同的情況下，SCHB-MMC中單個(gè)IGBT的功率損耗為傳統(tǒng)MMC的3倍。考慮到SCHB-MMC中開(kāi)關(guān)器件的數(shù)目為傳統(tǒng)MMC的1/3，SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC在傳送相同直流功率時(shí)總的損耗相同，因而二者具有相同的效率。SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC的各項(xiàng)比較如表2所示。

表2　SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC的各項(xiàng)比較

5　結(jié)語(yǔ)

提出了一種基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的直流換流器。該換流器將3個(gè)單相半H橋型MMC在直流側(cè)串聯(lián)，在承受相同直流電壓的情況下，開(kāi)關(guān)器件數(shù)目只有傳統(tǒng)的三相并聯(lián)MMC的1/3，經(jīng)濟(jì)性顯著。對(duì)SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC的對(duì)比分析表明在承受相同直流電壓和傳送相同容量的情況下，二者損耗和效率相同，但SCHB-MMC造價(jià)遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)MMC。仿真結(jié)果驗(yàn)證了等效模型的正確性，證明了附加直流側(cè)電壓控制能有效地減小直流偏差，以及SCHB-MMC具有良好的交流故障穿越能力。

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HVDC Station Based on Three-phase Series-connected Half H-bridge Modular Multilevel Converter

WANG Chunyi1，HAO Quanrui2，KONG Peng1，CAO Xiangyang1，GAO Feng2
（1.State Grid Shandong Electric Power Company，Jinan，250001，China；2.Key Laboratory of Power System Intelligent Dispatch and Control of Ministry of Education（Department of Electrical Engineering，Shandong University），Jinan，250061，China）

We propose a novel HVDC station based on three-phase series-connected half H-bridge modular multilevel converter（MMC），which could reduce two thirds of switching devices compared to the conventional MMC to withstand the same DC voltage.Firstly，the operational principles are analyzed，and the equivalent model and the principle to determine the DC capacitance of half H-bridge MMC are also proposed.Next，the control scheme based on AC power balance is established，which enables the station operates safely and stably under unbalanced grid condition.Besides，the additional DC voltage balance control is presented to improve the issue of DC voltage balance.Finally，the simulation results in PSCAD/EMTDC verify the AC fault ride-through ability of the proposed HVDC station.

High voltage direct current（HVDC）；modular multilevel converter（MMC）；general synchronous frame；unbalanced grid condition；current vector control

TM315

A

1007-9904（2015）09-0001-08

2015-05-04

王春義（1980），男，博士，高級(jí)工程師，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)規(guī)劃與運(yùn)行分析；

郝全睿（1984），男，博士，副研究員，研究方向?yàn)槎喽酥绷鬏旊姟⒔恢绷骰旌想娋W(wǎng)；

高峰（1979），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)榭稍偕茉床⒕W(wǎng)。

山東省自然科學(xué)基金資助（ZR2014EEQ033）；中國(guó)博士后基金資助（2015M572029）；山東大學(xué)基本科研業(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金資助（2014TB012）。