基于電流源型PWM整流器的高效電池充電系統(tǒng)設(shè)計(jì)

郭 強(qiáng) ，劉和平 ，彭東林 ，張 毅 ，劉 慶

（1.重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400044；2.重慶理工大學(xué) 機(jī)械檢測(cè)技術(shù)與裝備教育部工程研究中心，重慶 400054）

0 引言

隨著城市環(huán)境與石油資源問(wèn)題的日益嚴(yán)重，人們對(duì)電動(dòng)汽車(chē)相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域的研究日益增加［1］。而作為高效儲(chǔ)能裝置的動(dòng)力電池，已成為電動(dòng)汽車(chē)主要?jiǎng)恿υ?。在現(xiàn)有不同種類(lèi)電池中，因磷酸鐵鋰電池具有功率、能量密度高，充、放電率大，循環(huán)壽命長(zhǎng)以及安全性好等優(yōu)點(diǎn)被應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē)，以替代鎳氫、鉛酸蓄電池［2］。

傳統(tǒng)燃油汽車(chē)可在短時(shí)間內(nèi)完成加油，然而如何高效、安全地實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車(chē)能量的補(bǔ)充，已成為當(dāng)前研究的熱點(diǎn)問(wèn)題［3-5］?，F(xiàn)有充電方法中，恒壓（CV）、恒流（CC）和恒流-恒壓（CC-CV）這3種充電策略使用最為廣泛［6］。CV充電因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低，在商業(yè)產(chǎn)品中得到廣泛的應(yīng)用，但充電電流相對(duì)較小，導(dǎo)致充電時(shí)間較長(zhǎng)。為了縮短充電時(shí)間，提出了CC充電策略，然而由于CC充電很難準(zhǔn)確判斷電池是否充滿(mǎn)，容易引起電池過(guò)充或欠充，造成電池性能下降。結(jié)合CV充電與CC充電的優(yōu)點(diǎn)，形成了CC-CV充電策略。CC-CV充電策略起始采用CC充電，當(dāng)電池端電壓達(dá)到設(shè)定值時(shí)，即轉(zhuǎn)換為CV模式進(jìn)行補(bǔ)足充電。當(dāng)采用大電流充電時(shí)，電池極化嚴(yán)重，端電壓將較快達(dá)到轉(zhuǎn)換電壓值，雖然縮短了CC充電段的時(shí)間，但同時(shí)增加了CV充電時(shí)間，使總充電時(shí)間基本不變，因此，不能滿(mǎn)足快速、高效的充電要求。

目前，大功率電動(dòng)汽車(chē)電池充電器通常采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)。前級(jí)采用電壓型整流器實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正與諧波抑制，而后級(jí)采用并聯(lián)DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)電壓變換與隔離。由于該結(jié)構(gòu)需要模塊均流控制，導(dǎo)致系統(tǒng)控制復(fù)雜。此外，充電器接地點(diǎn)與車(chē)體之間為浮地狀態(tài)，且SAE J1772中對(duì)電池與電網(wǎng)之間是否需要隔離無(wú)明確要求［7］。

電流源型整流器CSR（Current Source Rectifier）具有功率因數(shù)可調(diào)、網(wǎng)側(cè)諧波電流抑制、電流直接控制、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單以及降壓輸出等特點(diǎn)。因此，利用三相CSR拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)單級(jí)AC-DC降壓變換，繼而滿(mǎn)足非隔離-高效-大功率電池充電器的要求。

針對(duì)上述不足，文獻(xiàn)［5］和［8］提出一種改進(jìn)CCCV充電策略，通過(guò)檢測(cè)電池荷電狀態(tài)（SOC）來(lái)實(shí)現(xiàn)2種模式的轉(zhuǎn)換。然而該方法需要實(shí)時(shí)精確檢測(cè)電池SOC值，為此需要引入較為復(fù)雜的SOC估計(jì)算法［9］。文獻(xiàn)［10］基于超稀疏矩陣變換器提出了一種新穎的模糊控制策略，以實(shí)現(xiàn)高電能質(zhì)量充電。但由于該拓?fù)渥陨斫Y(jié)構(gòu)導(dǎo)致?lián)p耗增加，當(dāng)被應(yīng)用于大電流快速充電場(chǎng)合時(shí)，將引起系統(tǒng)效率降低。文獻(xiàn)［11］設(shè)計(jì)了用于動(dòng)力電池組測(cè)試的CSR結(jié)構(gòu)，并提出了基于d-q坐標(biāo)變換的雙閉環(huán)電流控制策略，然而，文中僅涉及CC充電策略。

本文采用三相CSR作為電池充電系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在傳統(tǒng)CC-CV充電策略基礎(chǔ)上，提出一種基于模糊控制策略的CC、CV模式切換算法。針對(duì)2種控制模式，建立了具有電壓定向延遲角修正功能的間接電流控制策略。通過(guò)對(duì)CV模式下控制環(huán)路的分析，考慮數(shù)字時(shí)間延遲對(duì)系統(tǒng)的影響，利用MATLAB/SISO設(shè)計(jì)工具，分別對(duì)電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)控制器零點(diǎn)位置與環(huán)路增益進(jìn)行優(yōu)化。最后，通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了上述方法的正確性。

1 CSR系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與調(diào)制策略

三相CSR主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。整流器通過(guò)濾波電感L、電容C組成二階低通濾波器與電網(wǎng)相連，起到濾除高頻開(kāi)關(guān)分量的作用。開(kāi)關(guān)器件Sij（i=a，b，c；j=1，2）采用 IGBT 與二極管串聯(lián)結(jié)構(gòu)，以提高器件電壓反向阻斷能力；在輸出側(cè)并聯(lián)二極管VDW，直通狀態(tài)時(shí)電流經(jīng)VDW續(xù)流，不僅有效防止因整流器開(kāi)關(guān)管故障而引起的直流側(cè)開(kāi)路，且能減小導(dǎo)通損耗、簡(jiǎn)化控制邏輯。此外，為了平滑輸出電流，在直流側(cè)串聯(lián)電感Ldc。

假設(shè)網(wǎng)側(cè)電壓三相平衡且正弦化，有：

其中，Um為網(wǎng)側(cè)相電壓峰值；ω0為電網(wǎng)基波角頻率。

電流空間矢量定義為：

其中包括6個(gè)有效電流矢量和3個(gè)電流零矢量，分別對(duì)應(yīng)不同的開(kāi)關(guān)組合狀態(tài)［12］。

在不改變CSR系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率的情況下，將傳統(tǒng)矢量控制中的6分區(qū)增加至12分區(qū)，可明顯縮短器件間的換流過(guò)程，從而降低開(kāi)關(guān)損耗［13］。圖2給出了三相電網(wǎng)電壓與扇區(qū)分配關(guān)系，根據(jù)扇區(qū)的不同合理選擇有效矢量與零矢量以及矢量間的作用順序。

當(dāng)參考矢量落在扇區(qū)1內(nèi)時(shí)，三相網(wǎng)側(cè)電壓存在關(guān)系：ea＞0＞eb＞ec，相應(yīng)的有效矢量與零矢量分別為 I1［Sa1，Sb2］、I2［Sa1，Sc2］、I0［VDW］。在扇區(qū) 1 內(nèi)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts中，參考電流矢量Iref滿(mǎn)足：

圖1 三相CSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of three-phase CSR

圖2 電網(wǎng)電壓與扇區(qū)的關(guān)系Fig.2 Relationship between grid voltage and sector

其中，T1、T2、T0分別為有效矢量 I1、I2及零矢量 I0的作用時(shí)間；δ為電流矢量在扇區(qū)內(nèi)的相對(duì)扇區(qū)角；mc為調(diào)制因數(shù)，mc?［0，1］；Im為網(wǎng)側(cè)電流峰值；idc為直流側(cè)電流。

當(dāng) I1作用時(shí)，udc=eab；當(dāng) I2作用時(shí)，udc=eac；而當(dāng) I0作用時(shí)，忽略二極管壓降，udc=0，則一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的直流側(cè)電壓為：

其中，cos σ為網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)。

2 2種非隔離型充電系統(tǒng)損耗比較

三相電壓源型整流器 VSR（Voltage Source Rectifier）為升壓型變換器，其輸出母線(xiàn)電壓通常高于650 V，而電動(dòng)汽車(chē)動(dòng)力電池組電壓范圍一般在48～400 V之間。為了實(shí)現(xiàn)與電池組之間的電壓匹配，需要在整流器輸出側(cè)增加一級(jí)DC-DC降壓變換器，而對(duì)于大功率非隔離充電系統(tǒng)，其后一級(jí)常采用交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器［14-15］，如圖3所示。與VSR不同，三相CSR不僅能夠輸出恒定的直流電流，且其輸出電壓在0～3Um/2范圍內(nèi)可調(diào)。以下從功率損耗角度對(duì)2種非隔離型充電系統(tǒng)進(jìn)行比較分析。

圖3 n相交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器Fig.3 n-phase interleaved Buck converter

相同負(fù)載功率（350 V/30 A）情況下，三相CSR和三相VSR+交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器（VSR-IBC）的損耗分布圖如圖4所示。其中，PLdc、PLac，cs、PDF，sw、PDF，con、PDS，sw、PDS，con、PS，sw、PS，con分別為三相 CSR 中直流側(cè)電感損耗、交流濾波電感損耗、反向續(xù)流二極管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、串聯(lián)二極管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗；PLac，vs、PVD，sw、PVD，con、PVS，sw、PVS，con分別為三相VSR中濾波電感損耗、開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、并聯(lián)二極管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗；PLB為Buck電路中的電感損耗；PBuck，sw為Buck電路中IGBT和二極管開(kāi)關(guān)損耗之和；PBuck，con為 Buck電路中IGBT和二極管導(dǎo)通損耗之和。通過(guò)對(duì)2種非隔離充電拓?fù)涞男时容^可看出，CSR具有更高的效率，達(dá)到97.24%；而VSR-IBC效率降低的原因主要是由于Buck電路中開(kāi)關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力較大，致使開(kāi)關(guān)損耗顯著增加，占總損耗的27%。

圖4 2種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的損耗分布和效率比較Fig.4 Loss distribution and efficiency of two topologies

對(duì)于要求更高輸出功率、更高輸出電流的場(chǎng)合，CSR直流側(cè)電感設(shè)計(jì)將愈發(fā)困難，但通過(guò)采用三相CSR多模塊并聯(lián)結(jié)構(gòu)，可將直流側(cè)大電感變成多個(gè)分立小電感，從而能夠減小電感的體積、提高系統(tǒng)效率與功率密度。

不僅如此，VSR-IBC為兩級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在控制上較CSR復(fù)雜。綜上所述，三相CSR非常適合作為非隔離動(dòng)力電池快速充電系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

3 系統(tǒng)控制策略

三相CSR充電系統(tǒng)控制框圖如圖5所示，主要由CC-CV充電控制環(huán)節(jié)、功率因數(shù)控制環(huán)節(jié)組成。

3.1 功率因數(shù)補(bǔ)償策略

圖5 三相CSR充電系統(tǒng)控制策略Fig.5 Control strategy of three-phase CSR charging system

直接電流控制因采用雙閉環(huán)控制策略，其抗擾動(dòng)性能及電流跟隨性較好，但需增加交流側(cè)電流傳感器，成本相應(yīng)增加；而且雙閉環(huán)系統(tǒng)中PI控制器參數(shù)相互影響，調(diào)試復(fù)雜。當(dāng)參數(shù)匹配不佳時(shí)，其輸出性能并不一定優(yōu)于間接電流控制策略。當(dāng)CSR的主電路參數(shù)一定時(shí)，間接電流控制同樣可以很好地實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的控制，其控制方法簡(jiǎn)單、成本低，故可適用于三相CSR的控制。

為便于分析，忽略電路中的寄生電阻，三相CSR交流側(cè)可等效為單相結(jié)構(gòu)（以a相為例）［16］，如圖6所示，其中交流側(cè)電流等效為電流受控源的形式。

圖6 三相CSR交流側(cè)等效電路Fig.6 AC-side equivalent circuit of three-phase CSR

考慮系統(tǒng)中PWM開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率時(shí)，忽略交流側(cè)電流以及電容電壓的高次諧波分量，有：

其中，UC為電容電壓矢量；Ea為整流器a相電網(wǎng)電壓矢量；Ia為網(wǎng)側(cè)電流矢量；IC為電容電流矢量；Isa為交流側(cè)電流矢量。

假設(shè)CSR充電系統(tǒng)處于單位功率因數(shù)運(yùn)行狀態(tài)，網(wǎng)側(cè)電流與電網(wǎng)電壓同相位，根據(jù)圖6以及式（6），并基于相量法作出a相基波空間矢量圖，見(jiàn)圖7。

根據(jù)圖7利用幾何原理，得到如下等式：

圖7 CSR空間矢量圖（a相）Fig.7 Space vector chart of CSR（phase-a）

聯(lián)立式（6）和（7）得到：

由式（8）不難看出，當(dāng)系統(tǒng)工作在單位功率因數(shù)時(shí)，交流側(cè)電流滯后角φ與電網(wǎng)頻率、濾波電容C、網(wǎng)側(cè)電流峰值Um成正比，與直流側(cè)電流idc、調(diào)制因數(shù)mc成反比。當(dāng)電網(wǎng)電壓和電容C保持不變時(shí)，根據(jù)CSR系統(tǒng)的運(yùn)行工作點(diǎn)（idc與mc），容易計(jì)算出滯后角φ。然后，通過(guò)對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)進(jìn)行延遲修正，即得到正確的相位指令信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制。

3.2 電池CC-CV充電控制策略

對(duì)于CC-CV充電模式，其轉(zhuǎn)換電壓直接決定電池充電速度與循環(huán)壽命。當(dāng)轉(zhuǎn)換電壓設(shè)置較高時(shí)，電池在恒流階段可以充入更多電量，從而縮短總的充電時(shí)間；然而過(guò)高的轉(zhuǎn)換電壓將顯著降低電池的循環(huán)壽命［17］。不僅如此，轉(zhuǎn)換電壓還與電池放電深度有關(guān)［18］，當(dāng)電池放電深度越大時(shí)表明其可接受充電電流越高，故可適當(dāng)提高轉(zhuǎn)換電壓以提高充電效率，反之亦然。因此，針對(duì)上述問(wèn)題本文提出一種基于模糊控制策略的CC-CV充電模式切換算法，即依據(jù)電池內(nèi)部反應(yīng)機(jī)理與外部充放電特性，通過(guò)初始SOC、充電電流智能實(shí)現(xiàn)2種充電方式之間的轉(zhuǎn)換。

選取電池初始SOC（記作SOC0）、充電電流idc作為模糊控制器的輸入量，模式轉(zhuǎn)換電壓ut作為模糊控制器的輸出量。輸入量SOC0物理論域?yàn)椋?，1］，定義 5 個(gè)語(yǔ)言值，其模糊集為｛VL，L，M，H，VH｝；輸入量idc物理論域?yàn)椋? A，150 A］，定義7個(gè)語(yǔ)言值，其模糊集為｛VL，L，RL，M，RH，H，VH｝；輸出量 ut物理論域?yàn)椋?4.5 V，27.3 V］，同樣定義7個(gè)語(yǔ)言值，其模糊集描述與輸入量idc一致。其中，VL表示很低；L表示低；RL表示較低；M表示中；RH表示較高；H表示高；VH表示很高。上述隸屬度函數(shù)均采用梯形分布，輸入輸出隸屬度函數(shù)見(jiàn)圖8。同時(shí)依照經(jīng)驗(yàn)與實(shí)驗(yàn)測(cè)試數(shù)據(jù)，建立模糊控制規(guī)則見(jiàn)表1，表中第一行為idc的語(yǔ)言值?？刂破鞑捎脴O大-極小運(yùn)算規(guī)則進(jìn)行模糊推理，而去模糊化采用面積中心法［19］。

輸入輸出關(guān)系的三維效果圖如圖9所示，可以看出，模糊控制器根據(jù)系統(tǒng)輸入量SOC0與idc，通過(guò)模糊控制規(guī)則獲得相應(yīng)的模式轉(zhuǎn)換電壓，摒棄了常規(guī)充電模式中僅依據(jù)固定電壓作為電池充電結(jié)束的單一化判據(jù)，從而在不影響電池壽命的前提下，實(shí)現(xiàn)對(duì)電池組的高效快速充電。

圖8 輸入、輸出變量隸屬度函數(shù)Fig.8 Membership function of input and output variables

表1 模式轉(zhuǎn)換電壓模糊規(guī)則表Table 1 Fuzzy rule of mode switching voltage

圖9 模糊控制器輸入、輸出關(guān)系Fig.9 Relationship between input and output of fuzzy controller

3.3 CC-CV控制環(huán)路設(shè)計(jì)

CV充電模式時(shí)，系統(tǒng)通過(guò)控制輸出電壓來(lái)調(diào)節(jié)輸出電流，故需要電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)級(jí)聯(lián)控制結(jié)構(gòu)［20］；而CC充電模式時(shí)，即采用單閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)。由于CC控制環(huán)路即為CV控制的電流內(nèi)環(huán)，為了避免冗余，文中僅針對(duì)CV模式控制環(huán)路進(jìn)行設(shè)計(jì)，控制框圖見(jiàn)圖10。其中虛線(xiàn)框內(nèi)表示電流內(nèi)環(huán)控制環(huán)路，由于控制量均為直流量，故采用PI控制器，即：

其中，KP1、KI1分別為電流內(nèi)環(huán)控制器比例系數(shù)與積分系數(shù)。

圖10 CV控制模式下系統(tǒng)閉環(huán)控制框圖Fig.10 Block diagram of close-loop control system in CV mode

當(dāng)CSR工作在單位功率因數(shù)時(shí)，考慮系統(tǒng)數(shù)字時(shí)間延遲，結(jié)合式（5）求得傳遞函數(shù) GM（s）的表達(dá)式為：

其中，Td為延遲時(shí)間。

圖10 中，Gui（s）為直流側(cè)電流idc到輸出側(cè)電壓udc的傳遞函數(shù)，即：

其中，Rs為電池內(nèi)阻；C0為直流側(cè)電容。

聯(lián)立式（9）—（11），得到電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

由式（12）可知，電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為四階系統(tǒng)，當(dāng)系統(tǒng)參數(shù)確定時(shí)，若使電感電流準(zhǔn)確追蹤給定值，需要合理設(shè)置控制器Gi（s）參數(shù)。利用MATLAB /SISO 設(shè)計(jì)工具，通過(guò)合理配置 Gi（s）中零點(diǎn)位置與比例增益，兼顧系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)與穩(wěn)態(tài)性能，最終確定控制器參數(shù)KP1=0.3、KI1=18.1。相應(yīng)得到補(bǔ)償后電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)、閉環(huán)Bode圖，如圖11所示。其中，開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的相位裕度為57.8°，截止頻率為667 Hz；相應(yīng)閉環(huán)傳遞函數(shù)的系統(tǒng)帶寬為1060 Hz，約為開(kāi)關(guān)頻率的1/10。因此，設(shè)計(jì)出的電流內(nèi)環(huán)能夠滿(mǎn)足系統(tǒng)性能的要求。

圖11 電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)與閉環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖Fig.11 Bode diagrams of open-and close-loop transfer functions of inner current loop

通常情況下，電池在充電過(guò)程中其端電壓變化緩慢，同時(shí)為了避免電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)之間相互干擾，電壓外環(huán)的帶寬應(yīng)遠(yuǎn)小于電流內(nèi)環(huán)帶寬［21］。因此，在設(shè)計(jì)電壓外環(huán)時(shí)，將電流內(nèi)環(huán)近似等效為一階延時(shí)環(huán)節(jié)，即：

其中，Tr為電流內(nèi)環(huán)等效時(shí)間常數(shù)，通過(guò)近似曲線(xiàn)擬合，Tr=2e-4s。

電壓環(huán)路中Gib（s）為電池電壓ub到直流側(cè)電流idc的傳遞函數(shù)，有：

同理，電壓外環(huán)控制器Gu（s）采用PI控制器，分別得到電壓外環(huán)開(kāi)環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)：

其中，KP2、KI2分別為電壓外環(huán)控制器 Gu（s）的比例系數(shù)與積分系數(shù)。

同樣利用MATLAB/SISO軟件工具對(duì)控制器Gu（s）的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)優(yōu)化。為了避免電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)之間相互干擾，最終確定外環(huán)控制器參數(shù)KP2=0.1、KI2=3060。由圖12不難看出，此時(shí)相位裕度為82°，截止頻率為106 Hz，系統(tǒng)帶寬為 124 Hz，滿(mǎn)足電壓外環(huán)性能的設(shè)計(jì)要求。

圖12 電壓外環(huán)開(kāi)環(huán)與閉環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖Fig.12 Bode diagrams of open-and close-loop transfer functions of outer voltage loop

4 仿真和實(shí)驗(yàn)

4.1 仿真結(jié)果分析

為了驗(yàn)證所提出方法的正確性，借助MATLAB/Simulink軟件搭建三相CSR充電系統(tǒng)的仿真模型。其中電路仿真參數(shù)見(jiàn)表2。

表2 CSR主要參數(shù)Table 2 Main parameters of CSR

三相CSR工作在恒壓模式時(shí)，其仿真結(jié)果如圖13所示。以a相為例，網(wǎng)側(cè)輸入電流與電網(wǎng)電壓同相位，且正弦化；輸出側(cè)電流平滑，輸出電壓保持恒定；功率因數(shù)較高，大于0.99；網(wǎng)側(cè)電流THD值為2.30%，滿(mǎn)足IEEE519標(biāo)準(zhǔn)。

圖13 恒壓充電運(yùn)行模式仿真結(jié)果Fig.13 Simulative results of charging operation in CV mode

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

搭建一臺(tái)三相CSR充電系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其中，功率開(kāi)關(guān)管和二極管分別采用三菱PM400HSA120和RM300HA-24F，主控芯片采用TI公司TMS320F2812。

圖14給出CC、CV充電模式下，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的網(wǎng)側(cè)電流、電壓，以及網(wǎng)側(cè)電流的快速傅里葉變換分析結(jié)果，其中ua為電壓采樣后的調(diào)理信號(hào)。圖14（a）為CC充電過(guò)程，此時(shí)充電電流給定值為100 A，實(shí)測(cè)電池端電壓ub=24.5 V；圖14（b）為CV充電過(guò)程，因電池SOC0=0，CC值為100 A，模糊控制器經(jīng)推理得到此時(shí) CV值設(shè)定為ub=26.30 V；圖14（c）為CV模式時(shí)對(duì)網(wǎng)側(cè)電流快速傅里葉變換分析結(jié)果，對(duì)比圖13（c），可以看出網(wǎng)側(cè)電流中低頻諧波含量較高，主要是由實(shí)際電網(wǎng)電壓中低次諧波分量經(jīng)迭代作用造成的。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，2種充電模式下，網(wǎng)側(cè)電流均能保持單位功率因數(shù)，正弦化程度較高，且THD限制在5%以?xún)?nèi)；直流側(cè)電流平滑、紋波較小，與仿真結(jié)果一致，從而驗(yàn)證本文所提出的充電系統(tǒng)具有良好的輸入、輸出性能。

圖14 2種充電模式下電網(wǎng)電壓、電流以及電流FFT分析結(jié)果Fig.14 Grid-voltage，grid-current and grid-current FFT analysis for CC and CV modes

圖15給出了充電系統(tǒng)在整個(gè)充電過(guò)程中的電壓、電流變化曲線(xiàn)，總充電時(shí)間為152 min。初始階段，以100 A進(jìn)行快速CC充電，當(dāng)電池端電壓上升到26.30 V時(shí)，系統(tǒng)由CC模式切換至CV模式；該模式下充電電流隨時(shí)間不斷減小，當(dāng)電流下降為20 A時(shí)，整個(gè)充電過(guò)程結(jié)束；停充后由于電池極化現(xiàn)象消失，電池端電壓逐漸降低并趨于穩(wěn)定。

圖15 充電全過(guò)程電壓、電流曲線(xiàn)圖Fig.15 Waveform of voltage and current for whole charging process

5 結(jié)論

本文采用三相CSR作為充電系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在傳統(tǒng)CC-CV充電策略基礎(chǔ)上，依據(jù)電池電化學(xué)特性，提出一種基于模糊推理控制策略的模式切換算法。建立了具有電壓定向延遲角修正功能的間接電流控制策略，采用頻域法對(duì)CV模式下控制環(huán)路進(jìn)行分析，并對(duì)電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)控制器零點(diǎn)位置與環(huán)路增益進(jìn)行優(yōu)化。通過(guò)仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到如下結(jié)論。

a.采用具有延遲角修正功能的間接電流控制策略，不僅改善了因LC濾波器對(duì)系統(tǒng)功率因數(shù)的影響，而且無(wú)需坐標(biāo)變換與鎖相環(huán)檢測(cè)環(huán)節(jié)，降低了系統(tǒng)的計(jì)算量。

b.提出一種基于模糊控制策略的CC、CV充電模式切換算法，即依據(jù)電池內(nèi)部反應(yīng)機(jī)理與外部充放電特性，通過(guò)SOC0、充電電流智能實(shí)現(xiàn)2種充電方式間的轉(zhuǎn)換。

c.仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提出的充電系統(tǒng)在CC/CV模式下，輸入側(cè)實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)校正、電流正弦化以及較低的電流諧波畸變率；輸出側(cè)實(shí)現(xiàn)了CC控制或CV控制；并且實(shí)現(xiàn)了CC模式和CV模式之間的智能切換，兼顧電池壽命與充電效率。