郭 強(qiáng) ,劉和平 ,彭東林 ,張 毅 ,劉 慶
(1.重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,重慶 400044;2.重慶理工大學(xué) 機(jī)械檢測(cè)技術(shù)與裝備教育部工程研究中心,重慶 400054)
隨著城市環(huán)境與石油資源問(wèn)題的日益嚴(yán)重,人們對(duì)電動(dòng)汽車(chē)相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域的研究日益增加[1]。而作為高效儲(chǔ)能裝置的動(dòng)力電池,已成為電動(dòng)汽車(chē)主要?jiǎng)恿υ?。在現(xiàn)有不同種類(lèi)電池中,因磷酸鐵鋰電池具有功率、能量密度高,充、放電率大,循環(huán)壽命長(zhǎng)以及安全性好等優(yōu)點(diǎn)被應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē),以替代鎳氫、鉛酸蓄電池[2]。
傳統(tǒng)燃油汽車(chē)可在短時(shí)間內(nèi)完成加油,然而如何高效、安全地實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車(chē)能量的補(bǔ)充,已成為當(dāng)前研究的熱點(diǎn)問(wèn)題[3-5]?,F(xiàn)有充電方法中,恒壓(CV)、恒流(CC)和恒流-恒壓(CC-CV)這3種充電策略使用最為廣泛[6]。CV充電因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低,在商業(yè)產(chǎn)品中得到廣泛的應(yīng)用,但充電電流相對(duì)較小,導(dǎo)致充電時(shí)間較長(zhǎng)。為了縮短充電時(shí)間,提出了CC充電策略,然而由于CC充電很難準(zhǔn)確判斷電池是否充滿(mǎn),容易引起電池過(guò)充或欠充,造成電池性能下降。結(jié)合CV充電與CC充電的優(yōu)點(diǎn),形成了CC-CV充電策略。CC-CV充電策略起始采用CC充電,當(dāng)電池端電壓達(dá)到設(shè)定值時(shí),即轉(zhuǎn)換為CV模式進(jìn)行補(bǔ)足充電。當(dāng)采用大電流充電時(shí),電池極化嚴(yán)重,端電壓將較快達(dá)到轉(zhuǎn)換電壓值,雖然縮短了CC充電段的時(shí)間,但同時(shí)增加了CV充電時(shí)間,使總充電時(shí)間基本不變,因此,不能滿(mǎn)足快速、高效的充電要求。
目前,大功率電動(dòng)汽車(chē)電池充電器通常采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)。前級(jí)采用電壓型整流器實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正與諧波抑制,而后級(jí)采用并聯(lián)DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)電壓變換與隔離。由于該結(jié)構(gòu)需要模塊均流控制,導(dǎo)致系統(tǒng)控制復(fù)雜。此外,充電器接地點(diǎn)與車(chē)體之間為浮地狀態(tài),且SAE J1772中對(duì)電池與電網(wǎng)之間是否需要隔離無(wú)明確要求[7]。
電流源型整流器CSR(Current Source Rectifier)具有功率因數(shù)可調(diào)、網(wǎng)側(cè)諧波電流抑制、電流直接控制、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單以及降壓輸出等特點(diǎn)。因此,利用三相CSR拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)單級(jí)AC-DC降壓變換,繼而滿(mǎn)足非隔離-高效-大功率電池充電器的要求。
針對(duì)上述不足,文獻(xiàn)[5]和[8]提出一種改進(jìn)CCCV充電策略,通過(guò)檢測(cè)電池荷電狀態(tài)(SOC)來(lái)實(shí)現(xiàn)2種模式的轉(zhuǎn)換。然而該方法需要實(shí)時(shí)精確檢測(cè)電池SOC值,為此需要引入較為復(fù)雜的SOC估計(jì)算法[9]。文獻(xiàn)[10]基于超稀疏矩陣變換器提出了一種新穎的模糊控制策略,以實(shí)現(xiàn)高電能質(zhì)量充電。但由于該拓?fù)渥陨斫Y(jié)構(gòu)導(dǎo)致?lián)p耗增加,當(dāng)被應(yīng)用于大電流快速充電場(chǎng)合時(shí),將引起系統(tǒng)效率降低。文獻(xiàn)[11]設(shè)計(jì)了用于動(dòng)力電池組測(cè)試的CSR結(jié)構(gòu),并提出了基于d-q坐標(biāo)變換的雙閉環(huán)電流控制策略,然而,文中僅涉及CC充電策略。
本文采用三相CSR作為電池充電系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),在傳統(tǒng)CC-CV充電策略基礎(chǔ)上,提出一種基于模糊控制策略的CC、CV模式切換算法。針對(duì)2種控制模式,建立了具有電壓定向延遲角修正功能的間接電流控制策略。通過(guò)對(duì)CV模式下控制環(huán)路的分析,考慮數(shù)字時(shí)間延遲對(duì)系統(tǒng)的影響,利用MATLAB/SISO設(shè)計(jì)工具,分別對(duì)電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)控制器零點(diǎn)位置與環(huán)路增益進(jìn)行優(yōu)化。最后,通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了上述方法的正確性。
三相CSR主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。整流器通過(guò)濾波電感L、電容C組成二階低通濾波器與電網(wǎng)相連,起到濾除高頻開(kāi)關(guān)分量的作用。開(kāi)關(guān)器件Sij(i=a,b,c;j=1,2)采用 IGBT 與二極管串聯(lián)結(jié)構(gòu),以提高器件電壓反向阻斷能力;在輸出側(cè)并聯(lián)二極管VDW,直通狀態(tài)時(shí)電流經(jīng)VDW續(xù)流,不僅有效防止因整流器開(kāi)關(guān)管故障而引起的直流側(cè)開(kāi)路,且能減小導(dǎo)通損耗、簡(jiǎn)化控制邏輯。此外,為了平滑輸出電流,在直流側(cè)串聯(lián)電感Ldc。
假設(shè)網(wǎng)側(cè)電壓三相平衡且正弦化,有:
其中,Um為網(wǎng)側(cè)相電壓峰值;ω0為電網(wǎng)基波角頻率。
電流空間矢量定義為:
其中包括6個(gè)有效電流矢量和3個(gè)電流零矢量,分別對(duì)應(yīng)不同的開(kāi)關(guān)組合狀態(tài)[12]。
在不改變CSR系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率的情況下,將傳統(tǒng)矢量控制中的6分區(qū)增加至12分區(qū),可明顯縮短器件間的換流過(guò)程,從而降低開(kāi)關(guān)損耗[13]。圖2給出了三相電網(wǎng)電壓與扇區(qū)分配關(guān)系,根據(jù)扇區(qū)的不同合理選擇有效矢量與零矢量以及矢量間的作用順序。
當(dāng)參考矢量落在扇區(qū)1內(nèi)時(shí),三相網(wǎng)側(cè)電壓存在關(guān)系:ea>0>eb>ec,相應(yīng)的有效矢量與零矢量分別為 I1[Sa1,Sb2]、I2[Sa1,Sc2]、I0[VDW]。在扇區(qū) 1 內(nèi),一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts中,參考電流矢量Iref滿(mǎn)足:
圖1 三相CSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of three-phase CSR
圖2 電網(wǎng)電壓與扇區(qū)的關(guān)系Fig.2 Relationship between grid voltage and sector
其中,T1、T2、T0分別為有效矢量 I1、I2及零矢量 I0的作用時(shí)間;δ為電流矢量在扇區(qū)內(nèi)的相對(duì)扇區(qū)角;mc為調(diào)制因數(shù),mc?[0,1];Im為網(wǎng)側(cè)電流峰值;idc為直流側(cè)電流。
當(dāng) I1作用時(shí),udc=eab;當(dāng) I2作用時(shí),udc=eac;而當(dāng) I0作用時(shí),忽略二極管壓降,udc=0,則一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的直流側(cè)電壓為:
其中,cos σ為網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)。
三相電壓源型整流器 VSR(Voltage Source Rectifier)為升壓型變換器,其輸出母線(xiàn)電壓通常高于650 V,而電動(dòng)汽車(chē)動(dòng)力電池組電壓范圍一般在48~400 V之間。為了實(shí)現(xiàn)與電池組之間的電壓匹配,需要在整流器輸出側(cè)增加一級(jí)DC-DC降壓變換器,而對(duì)于大功率非隔離充電系統(tǒng),其后一級(jí)常采用交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器[14-15],如圖3所示。與VSR不同,三相CSR不僅能夠輸出恒定的直流電流,且其輸出電壓在0~3Um/2范圍內(nèi)可調(diào)。以下從功率損耗角度對(duì)2種非隔離型充電系統(tǒng)進(jìn)行比較分析。
圖3 n相交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器Fig.3 n-phase interleaved Buck converter
相同負(fù)載功率(350 V/30 A)情況下,三相CSR和三相VSR+交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器(VSR-IBC)的損耗分布圖如圖4所示。其中,PLdc、PLac,cs、PDF,sw、PDF,con、PDS,sw、PDS,con、PS,sw、PS,con分別為三相 CSR 中直流側(cè)電感損耗、交流濾波電感損耗、反向續(xù)流二極管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、串聯(lián)二極管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗;PLac,vs、PVD,sw、PVD,con、PVS,sw、PVS,con分別為三相VSR中濾波電感損耗、開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、并聯(lián)二極管開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗;PLB為Buck電路中的電感損耗;PBuck,sw為Buck電路中IGBT和二極管開(kāi)關(guān)損耗之和;PBuck,con為 Buck電路中IGBT和二極管導(dǎo)通損耗之和。通過(guò)對(duì)2種非隔離充電拓?fù)涞男时容^可看出,CSR具有更高的效率,達(dá)到97.24%;而VSR-IBC效率降低的原因主要是由于Buck電路中開(kāi)關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力較大,致使開(kāi)關(guān)損耗顯著增加,占總損耗的27%。
圖4 2種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的損耗分布和效率比較Fig.4 Loss distribution and efficiency of two topologies
對(duì)于要求更高輸出功率、更高輸出電流的場(chǎng)合,CSR直流側(cè)電感設(shè)計(jì)將愈發(fā)困難,但通過(guò)采用三相CSR多模塊并聯(lián)結(jié)構(gòu),可將直流側(cè)大電感變成多個(gè)分立小電感,從而能夠減小電感的體積、提高系統(tǒng)效率與功率密度。
不僅如此,VSR-IBC為兩級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),在控制上較CSR復(fù)雜。綜上所述,三相CSR非常適合作為非隔離動(dòng)力電池快速充電系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
三相CSR充電系統(tǒng)控制框圖如圖5所示,主要由CC-CV充電控制環(huán)節(jié)、功率因數(shù)控制環(huán)節(jié)組成。
圖5 三相CSR充電系統(tǒng)控制策略Fig.5 Control strategy of three-phase CSR charging system
直接電流控制因采用雙閉環(huán)控制策略,其抗擾動(dòng)性能及電流跟隨性較好,但需增加交流側(cè)電流傳感器,成本相應(yīng)增加;而且雙閉環(huán)系統(tǒng)中PI控制器參數(shù)相互影響,調(diào)試復(fù)雜。當(dāng)參數(shù)匹配不佳時(shí),其輸出性能并不一定優(yōu)于間接電流控制策略。當(dāng)CSR的主電路參數(shù)一定時(shí),間接電流控制同樣可以很好地實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的控制,其控制方法簡(jiǎn)單、成本低,故可適用于三相CSR的控制。
為便于分析,忽略電路中的寄生電阻,三相CSR交流側(cè)可等效為單相結(jié)構(gòu)(以a相為例)[16],如圖6所示,其中交流側(cè)電流等效為電流受控源的形式。
圖6 三相CSR交流側(cè)等效電路Fig.6 AC-side equivalent circuit of three-phase CSR
考慮系統(tǒng)中PWM開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率時(shí),忽略交流側(cè)電流以及電容電壓的高次諧波分量,有:
其中,UC為電容電壓矢量;Ea為整流器a相電網(wǎng)電壓矢量;Ia為網(wǎng)側(cè)電流矢量;IC為電容電流矢量;Isa為交流側(cè)電流矢量。
假設(shè)CSR充電系統(tǒng)處于單位功率因數(shù)運(yùn)行狀態(tài),網(wǎng)側(cè)電流與電網(wǎng)電壓同相位,根據(jù)圖6以及式(6),并基于相量法作出a相基波空間矢量圖,見(jiàn)圖7。
根據(jù)圖7利用幾何原理,得到如下等式:
圖7 CSR空間矢量圖(a相)Fig.7 Space vector chart of CSR(phase-a)
聯(lián)立式(6)和(7)得到:
由式(8)不難看出,當(dāng)系統(tǒng)工作在單位功率因數(shù)時(shí),交流側(cè)電流滯后角φ與電網(wǎng)頻率、濾波電容C、網(wǎng)側(cè)電流峰值Um成正比,與直流側(cè)電流idc、調(diào)制因數(shù)mc成反比。當(dāng)電網(wǎng)電壓和電容C保持不變時(shí),根據(jù)CSR系統(tǒng)的運(yùn)行工作點(diǎn)(idc與mc),容易計(jì)算出滯后角φ。然后,通過(guò)對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)進(jìn)行延遲修正,即得到正確的相位指令信號(hào),從而實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制。
對(duì)于CC-CV充電模式,其轉(zhuǎn)換電壓直接決定電池充電速度與循環(huán)壽命。當(dāng)轉(zhuǎn)換電壓設(shè)置較高時(shí),電池在恒流階段可以充入更多電量,從而縮短總的充電時(shí)間;然而過(guò)高的轉(zhuǎn)換電壓將顯著降低電池的循環(huán)壽命[17]。不僅如此,轉(zhuǎn)換電壓還與電池放電深度有關(guān)[18],當(dāng)電池放電深度越大時(shí)表明其可接受充電電流越高,故可適當(dāng)提高轉(zhuǎn)換電壓以提高充電效率,反之亦然。因此,針對(duì)上述問(wèn)題本文提出一種基于模糊控制策略的CC-CV充電模式切換算法,即依據(jù)電池內(nèi)部反應(yīng)機(jī)理與外部充放電特性,通過(guò)初始SOC、充電電流智能實(shí)現(xiàn)2種充電方式之間的轉(zhuǎn)換。
選取電池初始SOC(記作SOC0)、充電電流idc作為模糊控制器的輸入量,模式轉(zhuǎn)換電壓ut作為模糊控制器的輸出量。輸入量SOC0物理論域?yàn)椋?,1],定義 5 個(gè)語(yǔ)言值,其模糊集為{VL,L,M,H,VH};輸入量idc物理論域?yàn)椋? A,150 A],定義7個(gè)語(yǔ)言值,其模糊集為{VL,L,RL,M,RH,H,VH};輸出量 ut物理論域?yàn)椋?4.5 V,27.3 V],同樣定義7個(gè)語(yǔ)言值,其模糊集描述與輸入量idc一致。其中,VL表示很低;L表示低;RL表示較低;M表示中;RH表示較高;H表示高;VH表示很高。上述隸屬度函數(shù)均采用梯形分布,輸入輸出隸屬度函數(shù)見(jiàn)圖8。同時(shí)依照經(jīng)驗(yàn)與實(shí)驗(yàn)測(cè)試數(shù)據(jù),建立模糊控制規(guī)則見(jiàn)表1,表中第一行為idc的語(yǔ)言值??刂破鞑捎脴O大-極小運(yùn)算規(guī)則進(jìn)行模糊推理,而去模糊化采用面積中心法[19]。
輸入輸出關(guān)系的三維效果圖如圖9所示,可以看出,模糊控制器根據(jù)系統(tǒng)輸入量SOC0與idc,通過(guò)模糊控制規(guī)則獲得相應(yīng)的模式轉(zhuǎn)換電壓,摒棄了常規(guī)充電模式中僅依據(jù)固定電壓作為電池充電結(jié)束的單一化判據(jù),從而在不影響電池壽命的前提下,實(shí)現(xiàn)對(duì)電池組的高效快速充電。
圖8 輸入、輸出變量隸屬度函數(shù)Fig.8 Membership function of input and output variables
表1 模式轉(zhuǎn)換電壓模糊規(guī)則表Table 1 Fuzzy rule of mode switching voltage
圖9 模糊控制器輸入、輸出關(guān)系Fig.9 Relationship between input and output of fuzzy controller
CV充電模式時(shí),系統(tǒng)通過(guò)控制輸出電壓來(lái)調(diào)節(jié)輸出電流,故需要電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)級(jí)聯(lián)控制結(jié)構(gòu)[20];而CC充電模式時(shí),即采用單閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)。由于CC控制環(huán)路即為CV控制的電流內(nèi)環(huán),為了避免冗余,文中僅針對(duì)CV模式控制環(huán)路進(jìn)行設(shè)計(jì),控制框圖見(jiàn)圖10。其中虛線(xiàn)框內(nèi)表示電流內(nèi)環(huán)控制環(huán)路,由于控制量均為直流量,故采用PI控制器,即:
其中,KP1、KI1分別為電流內(nèi)環(huán)控制器比例系數(shù)與積分系數(shù)。
圖10 CV控制模式下系統(tǒng)閉環(huán)控制框圖Fig.10 Block diagram of close-loop control system in CV mode
當(dāng)CSR工作在單位功率因數(shù)時(shí),考慮系統(tǒng)數(shù)字時(shí)間延遲,結(jié)合式(5)求得傳遞函數(shù) GM(s)的表達(dá)式為:
其中,Td為延遲時(shí)間。
圖10 中,Gui(s)為直流側(cè)電流idc到輸出側(cè)電壓udc的傳遞函數(shù),即:
其中,Rs為電池內(nèi)阻;C0為直流側(cè)電容。
聯(lián)立式(9)—(11),得到電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)為:
由式(12)可知,電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為四階系統(tǒng),當(dāng)系統(tǒng)參數(shù)確定時(shí),若使電感電流準(zhǔn)確追蹤給定值,需要合理設(shè)置控制器Gi(s)參數(shù)。利用MATLAB /SISO 設(shè)計(jì)工具,通過(guò)合理配置 Gi(s)中零點(diǎn)位置與比例增益,兼顧系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)與穩(wěn)態(tài)性能,最終確定控制器參數(shù)KP1=0.3、KI1=18.1。相應(yīng)得到補(bǔ)償后電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)、閉環(huán)Bode圖,如圖11所示。其中,開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的相位裕度為57.8°,截止頻率為667 Hz;相應(yīng)閉環(huán)傳遞函數(shù)的系統(tǒng)帶寬為1060 Hz,約為開(kāi)關(guān)頻率的1/10。因此,設(shè)計(jì)出的電流內(nèi)環(huán)能夠滿(mǎn)足系統(tǒng)性能的要求。
圖11 電流內(nèi)環(huán)開(kāi)環(huán)與閉環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖Fig.11 Bode diagrams of open-and close-loop transfer functions of inner current loop
通常情況下,電池在充電過(guò)程中其端電壓變化緩慢,同時(shí)為了避免電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)之間相互干擾,電壓外環(huán)的帶寬應(yīng)遠(yuǎn)小于電流內(nèi)環(huán)帶寬[21]。因此,在設(shè)計(jì)電壓外環(huán)時(shí),將電流內(nèi)環(huán)近似等效為一階延時(shí)環(huán)節(jié),即:
其中,Tr為電流內(nèi)環(huán)等效時(shí)間常數(shù),通過(guò)近似曲線(xiàn)擬合,Tr=2e-4s。
電壓環(huán)路中Gib(s)為電池電壓ub到直流側(cè)電流idc的傳遞函數(shù),有:
同理,電壓外環(huán)控制器Gu(s)采用PI控制器,分別得到電壓外環(huán)開(kāi)環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù):
其中,KP2、KI2分別為電壓外環(huán)控制器 Gu(s)的比例系數(shù)與積分系數(shù)。
同樣利用MATLAB/SISO軟件工具對(duì)控制器Gu(s)的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)優(yōu)化。為了避免電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)之間相互干擾,最終確定外環(huán)控制器參數(shù)KP2=0.1、KI2=3060。由圖12不難看出,此時(shí)相位裕度為82°,截止頻率為106 Hz,系統(tǒng)帶寬為 124 Hz,滿(mǎn)足電壓外環(huán)性能的設(shè)計(jì)要求。
圖12 電壓外環(huán)開(kāi)環(huán)與閉環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖Fig.12 Bode diagrams of open-and close-loop transfer functions of outer voltage loop
為了驗(yàn)證所提出方法的正確性,借助MATLAB/Simulink軟件搭建三相CSR充電系統(tǒng)的仿真模型。其中電路仿真參數(shù)見(jiàn)表2。
表2 CSR主要參數(shù)Table 2 Main parameters of CSR
三相CSR工作在恒壓模式時(shí),其仿真結(jié)果如圖13所示。以a相為例,網(wǎng)側(cè)輸入電流與電網(wǎng)電壓同相位,且正弦化;輸出側(cè)電流平滑,輸出電壓保持恒定;功率因數(shù)較高,大于0.99;網(wǎng)側(cè)電流THD值為2.30%,滿(mǎn)足IEEE519標(biāo)準(zhǔn)。
圖13 恒壓充電運(yùn)行模式仿真結(jié)果Fig.13 Simulative results of charging operation in CV mode
搭建一臺(tái)三相CSR充電系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī),其中,功率開(kāi)關(guān)管和二極管分別采用三菱PM400HSA120和RM300HA-24F,主控芯片采用TI公司TMS320F2812。
圖14給出CC、CV充電模式下,穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的網(wǎng)側(cè)電流、電壓,以及網(wǎng)側(cè)電流的快速傅里葉變換分析結(jié)果,其中ua為電壓采樣后的調(diào)理信號(hào)。圖14(a)為CC充電過(guò)程,此時(shí)充電電流給定值為100 A,實(shí)測(cè)電池端電壓ub=24.5 V;圖14(b)為CV充電過(guò)程,因電池SOC0=0,CC值為100 A,模糊控制器經(jīng)推理得到此時(shí) CV值設(shè)定為ub=26.30 V;圖14(c)為CV模式時(shí)對(duì)網(wǎng)側(cè)電流快速傅里葉變換分析結(jié)果,對(duì)比圖13(c),可以看出網(wǎng)側(cè)電流中低頻諧波含量較高,主要是由實(shí)際電網(wǎng)電壓中低次諧波分量經(jīng)迭代作用造成的。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,2種充電模式下,網(wǎng)側(cè)電流均能保持單位功率因數(shù),正弦化程度較高,且THD限制在5%以?xún)?nèi);直流側(cè)電流平滑、紋波較小,與仿真結(jié)果一致,從而驗(yàn)證本文所提出的充電系統(tǒng)具有良好的輸入、輸出性能。
圖14 2種充電模式下電網(wǎng)電壓、電流以及電流FFT分析結(jié)果Fig.14 Grid-voltage,grid-current and grid-current FFT analysis for CC and CV modes
圖15給出了充電系統(tǒng)在整個(gè)充電過(guò)程中的電壓、電流變化曲線(xiàn),總充電時(shí)間為152 min。初始階段,以100 A進(jìn)行快速CC充電,當(dāng)電池端電壓上升到26.30 V時(shí),系統(tǒng)由CC模式切換至CV模式;該模式下充電電流隨時(shí)間不斷減小,當(dāng)電流下降為20 A時(shí),整個(gè)充電過(guò)程結(jié)束;停充后由于電池極化現(xiàn)象消失,電池端電壓逐漸降低并趨于穩(wěn)定。
圖15 充電全過(guò)程電壓、電流曲線(xiàn)圖Fig.15 Waveform of voltage and current for whole charging process
本文采用三相CSR作為充電系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),在傳統(tǒng)CC-CV充電策略基礎(chǔ)上,依據(jù)電池電化學(xué)特性,提出一種基于模糊推理控制策略的模式切換算法。建立了具有電壓定向延遲角修正功能的間接電流控制策略,采用頻域法對(duì)CV模式下控制環(huán)路進(jìn)行分析,并對(duì)電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)控制器零點(diǎn)位置與環(huán)路增益進(jìn)行優(yōu)化。通過(guò)仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,得到如下結(jié)論。
a.采用具有延遲角修正功能的間接電流控制策略,不僅改善了因LC濾波器對(duì)系統(tǒng)功率因數(shù)的影響,而且無(wú)需坐標(biāo)變換與鎖相環(huán)檢測(cè)環(huán)節(jié),降低了系統(tǒng)的計(jì)算量。
b.提出一種基于模糊控制策略的CC、CV充電模式切換算法,即依據(jù)電池內(nèi)部反應(yīng)機(jī)理與外部充放電特性,通過(guò)SOC0、充電電流智能實(shí)現(xiàn)2種充電方式間的轉(zhuǎn)換。
c.仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本文所提出的充電系統(tǒng)在CC/CV模式下,輸入側(cè)實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)校正、電流正弦化以及較低的電流諧波畸變率;輸出側(cè)實(shí)現(xiàn)了CC控制或CV控制;并且實(shí)現(xiàn)了CC模式和CV模式之間的智能切換,兼顧電池壽命與充電效率。