級聯(lián)H橋型高壓變頻器中脈沖編解碼技術(shù)研究

謝戰(zhàn)洪，李海霞，王笑非，高瑛

（1.中國船舶重工集團(tuán)公司第七一三研究所，河南鄭州450015；2.黃河科技學(xué)院信息工程學(xué)院，河南鄭州450062）

1 引言

在機車牽引、礦井提升等場合，都需要使用高壓變頻器對電機進(jìn)行變頻調(diào)速控制，以實現(xiàn)電機的高性能運行；在一些需要電機調(diào)速運行的場合，通過使用變頻器控制電機轉(zhuǎn)速，還可以起到顯著的節(jié)能作用［1-4］。目前在6 kV 以上的場合，基于級聯(lián)H 橋結(jié)構(gòu)的變頻器與其他類型的多電平技術(shù)方案相比，具有眾多優(yōu)勢，因此在市場上占有絕對份額。級聯(lián)H 橋逆變器的基本思想是將多個變換器單元進(jìn)行級聯(lián)，從而輸出高壓［5-8］。各H橋單元的電容電壓可以由獨立電源供電，也可以采用一定的算法動態(tài)維持。典型的級聯(lián)H橋型變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1給出了典型級聯(lián)H橋型逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中輸入側(cè)電網(wǎng)電壓為6 kV/10 kV，經(jīng)過多繞組移相變壓器后，產(chǎn)生多組彼此電氣隔離的三相輸出電壓，各繞組電壓經(jīng)過二極管不控整流后產(chǎn)生直流電，再經(jīng)過各H橋逆變后產(chǎn)生交流電。級聯(lián)H橋型變頻器具有如下特點［9-11］。

1）擴展性好。通過增加變壓器繞組個數(shù)和級聯(lián)的H 橋單元個數(shù)，可以進(jìn)一步提高電壓等級，滿足不同功率場合的需求，易于擴展到更大容量中使用，因此具有較好的擴展性。

2）高度模塊化。系統(tǒng)主要由移相變壓器和各H橋單元構(gòu)成（一般將三相整流橋與H橋一起集成于一個單元中），因此系統(tǒng)模塊化程度高，易于生產(chǎn)和維護(hù)，并具有較好的通用性。

3）容錯性好。由于系統(tǒng)中各H 橋單元進(jìn)行級聯(lián)輸出高壓，當(dāng)某個H 橋單元發(fā)生故障時，可以旁路該H 橋單元，實現(xiàn)系統(tǒng)的變結(jié)構(gòu)降額運行，提高系統(tǒng)的可靠性和容錯性。

4）電容電壓易于維持。與其他多電平變換器拓?fù)湎啾?，級?lián)H 橋型逆變器中，各H 橋單元的電容僅起濾波作用，因此電容電壓易于維持，有利于提高系統(tǒng)可靠性。

對于級聯(lián)H 橋逆變器的調(diào)制算法和控制策略等內(nèi)容已經(jīng)有很多文獻(xiàn)介紹了［12-15］。文獻(xiàn)［12］分析了級聯(lián)H 橋型變頻器中的驅(qū)動脈沖產(chǎn)生方法，通過推導(dǎo)其脈沖模型，給出了不同優(yōu)化目標(biāo)下的優(yōu)化算法；文獻(xiàn)［13］通過將級聯(lián)H橋型變頻器中的不控整流橋換為PWM 整流器，使系統(tǒng)具備了4象限運行能力；文獻(xiàn)［14］則采用單相PWM整流器，進(jìn)一步降低了系統(tǒng)成本；文獻(xiàn)［15］討論了基于級聯(lián)H橋型變頻器的電力系統(tǒng)儲能系統(tǒng)，充分驗證了級聯(lián)H 橋型變頻器的可行性和良好的擴容能力。但在級聯(lián)H橋型變頻器中，有多個開關(guān)器件需要控制，以5級級聯(lián)的系統(tǒng)而言，系統(tǒng)中共有60 個脈沖信號，當(dāng)考慮旁路開關(guān)、故障狀態(tài)等通信需求時，所需要的通信量更加巨大。因此需要制定高效、合理、可靠的脈沖傳輸方案，而目前國內(nèi)外對該問題的研究成果還鮮有報道。

本文以一套6 kV，5 級級聯(lián)的H 橋型變頻器為例，分析了其中的信號傳輸需求，研究了其脈沖產(chǎn)生機理，并對其中的脈沖編解碼技術(shù)進(jìn)行了闡述，制定了相關(guān)的信號協(xié)議，并設(shè)計了編解碼流程和具體硬件電路。對于級聯(lián)H 橋型高壓變頻器的開發(fā)和應(yīng)用有較好的參考價值。

2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

級聯(lián)H橋型變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，其中輸入側(cè)為高壓工頻6 kV/10 kV交流電，經(jīng)過移相變壓器后得到多個隔離的三相交流電，再經(jīng)過各自的三相不控整流電路后得到多個獨立的直流源，各直流電壓基本相同，近似用Udc表示。圖2中的系統(tǒng)拓?fù)鋱D總體包括主電路和控制電路兩大類。其中主回路包括激磁涌流柜、多繞組變壓器、功率單元（內(nèi)部包含整流器、逆變器），主要完成功率部分的轉(zhuǎn)換和輸出；控制回路包括速度/電壓/電流檢測、運算電路、PWM 生成及驅(qū)動、保護(hù)電路等，主要完成整個變頻器的閉環(huán)控制、實時狀態(tài)檢測和保護(hù)。變頻器可以拖動三相6 kV/10 kV的同步/異步電機，實現(xiàn)對電機多種模式的控制。

圖2 中主電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖1 所示，主要由二極管整流器和多個由IGBT 構(gòu)成H 橋組成?？刂齐娐藩毩⒂谥麟娐?，控制電路通過光纖將驅(qū)動信號送入各個H橋單元中，從而實現(xiàn)對每個單元中IGBT的控制?？刂齐娐放c主電路的連接關(guān)系如圖3所示。

圖2 級聯(lián)H橋型高壓變頻器連接圖Fig.2 Connections of cascaded H-bridge converter

圖3 控制電路與主電路的總連接圖Fig.3 Connections between control circuits and power circuits

圖3中，控制電路安放于控制柜中，控制柜發(fā)出的指令信號通過光纖傳入各功率單元中，各功率單元根據(jù)得到的指令信號控制內(nèi)部各開關(guān)器件動作，從而實現(xiàn)相應(yīng)的電壓輸出，達(dá)到控制電機運動的目的。功率單元的信息通過光纖信號回傳入控制柜中，這些信息包括溫度信號，故障信號等?？刂乒駬?jù)此監(jiān)控系統(tǒng)各模塊的狀態(tài)，在出現(xiàn)故障等情況時對故障信號進(jìn)行封鎖和完成系統(tǒng)報警等功能。

3 PWM脈沖的產(chǎn)生算法

以級聯(lián)H 橋型變頻器中的任意一相輸出電壓作為研究對象，其取值為該相中各H橋的輸出電壓之和?，F(xiàn)以A 相第1 級H 橋單元（見圖4）的輸出電壓為研究對象，左、右2個橋臂的輸出電壓分別為uL(t)和uH(t)，左右橋臂的2 個開關(guān)狀態(tài)互補，開關(guān)周期為Ts，以該H橋單元中直流母線電容負(fù)極為參考點。用x 表示開關(guān)脈沖在1 個Ts內(nèi)的脈沖寬度，用xL和xR分別表示左右橋臂的脈沖寬度，其取值范圍為0到2π。

圖4 H橋單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of one H-bridge

以直流母線負(fù)端為參考點，則左橋臂的輸出uL（t）在以區(qū)間［2kπ-π，2kπ+π］時（其中k為整數(shù)）可以表示為

其中，xL1和xL2分別表示xL位于豎軸2kπ左右兩側(cè)的脈沖寬度，采用對稱三角波調(diào)制，載波頻率為ωc，因此有xL1=xL2=xL/2。

將uL(t)進(jìn)行周期性拓展，則在區(qū)間［2kπ-π，2kπ+π］內(nèi)時，uL(t)可展開為

其中

式（1）中對于不同的k，xL取值可相同；但是無論k取何值，uL(t)均可表示為式（2）和式（3）的形式，由此可得

上式中，xL時變。同理，右橋臂的輸出可以表示為

于是整個H橋的輸出uH可表示為

從式（6）可以看出，當(dāng)左右橋臂的脈沖寬度之和為2π時，可以消去開關(guān)頻率奇數(shù)倍的諧波，且其余開關(guān)頻率整數(shù)倍的諧波相位是載波的函數(shù)。

假設(shè)此時左右兩橋臂的參考電壓分別為uref-L(t)和uref-R(t)，則可得兩橋臂的脈沖寬度分別如下式：

由式（6）可知，當(dāng)式（7）、式（8）之和為2π時，可以消去開關(guān)頻率奇數(shù)倍的諧波。因此可得左右橋臂參考電壓的關(guān)系為

對于級聯(lián)個數(shù)為N 的系統(tǒng)，當(dāng)各級H 橋的驅(qū)動脈沖依次相差π/N 時，可以將等效開關(guān)頻率提高為原來的2N倍，因此在得出第1級驅(qū)動脈沖的情況下，只需要將脈沖依次向后移動Ts/（2N）作為其余各級的驅(qū)動脈沖即可。

在實際系統(tǒng)中，PWM 脈沖的產(chǎn)生和相位移動，由相應(yīng)的PWM生成模塊實現(xiàn)，如圖5所示。

圖5 級聯(lián)H橋型逆變器脈沖產(chǎn)生及傳輸Fig.5 Methods for generating and transmitting the pulses

實際系統(tǒng)中，采用可編程邏輯器件實現(xiàn)PWM的生成，實現(xiàn)類似于DSP中的PWM模塊功能，開關(guān)頻率選擇2 kHz。系統(tǒng)中使用的晶振為40 MHz，維持一個鋸齒波計數(shù)器實現(xiàn)2 kHz的中斷，其計數(shù)最大值Tprd為

計數(shù)器最大值的一半為

系統(tǒng)運行時，DSP 通過向PWM 生成模塊中寫入一個數(shù)值cmpr（0≤cmpr≤Thalf-prd）來改變輸出的PWM 脈沖波形，通過計數(shù)器與cmpr 的比較關(guān)系，確定脈沖波形，如圖6所示。

圖6 生成PWM的原理圖Fig.6 Diagram of generating PWM

由圖6 所示，當(dāng)需要改變PWM 信號時，只需要改變cmpr，且cmpr取0～Thalf-prd時，對應(yīng)的脈沖寬度為0～2π。整個產(chǎn)生PWM的過程僅需要使用參數(shù)cmpr，DSP在每個開關(guān)周期內(nèi)向模塊寫入相應(yīng)的cmpr即可。

4 PWM脈沖的編碼

基于圖6 所示的PWM 生成方法產(chǎn)生一個H橋單元的驅(qū)動脈沖，采用可編程邏輯器件進(jìn)行脈沖延遲后，即可以得到各H橋單元的脈沖。設(shè)計如圖7 所示的脈沖編碼協(xié)議，對各H 橋單元的驅(qū)動脈沖和控制信號進(jìn)行編碼控制。

圖7 串行PWM編碼協(xié)議Fig.7 Protocol of serial PWM encoding

圖7 中，完整的一幀數(shù)據(jù)總共用時10 個Tbit，其中包括1個開始位，1個分隔位，4個數(shù)據(jù)位和4個停止位。開始位用來標(biāo)示一幀數(shù)據(jù)的開始，當(dāng)系統(tǒng)處于停止?fàn)顟B(tài)時，如果檢測到信號跳變?yōu)?則進(jìn)入接受狀態(tài)。4個數(shù)據(jù)位用來標(biāo)識左橋臂上管開關(guān)狀態(tài)、右橋臂開關(guān)狀態(tài)、封鎖狀態(tài)、備用信息。分隔位用來將4 個數(shù)據(jù)位分隔為兩組，避免4 個數(shù)據(jù)位均為高被誤判為停止位。使用4個停止位，使系統(tǒng)進(jìn)入等待數(shù)據(jù)狀態(tài)，確保系統(tǒng)可靠進(jìn)行狀態(tài)跳轉(zhuǎn)，避免數(shù)據(jù)接收和解碼錯誤。

由此可得傳送幀數(shù)據(jù)的頻率為400 kHz，對于2 kHz 的PWM 信號，帶來的PWM 脈沖誤差將不超過2/400=0.5%，可以滿足系統(tǒng)要求。

5 PWM脈沖的解碼

圖7中給出了PWM脈沖的編碼協(xié)議，通過編碼可以將PWM信號以及相關(guān)的控制信號轉(zhuǎn)化為一條光纖信號進(jìn)行傳輸。該光纖信號傳送到各H橋單元后，單元內(nèi)部的解碼電路對光纖信號進(jìn)行處理，由此得到PWM脈沖信號和控制信號。

對PWM 信號的解碼使用狀態(tài)機完成，狀態(tài)機的流程圖如圖8所示，計數(shù)器m1和m2用來輔助對狀態(tài)機進(jìn)行控制，其中m1用以完成信號封鎖，m2用來控制接收數(shù)據(jù)過程。

圖8 串行PWM信號解碼流程Fig.8 Diagram of decoding the serial PWM signal

串行信號的解碼流程為一個典型的有限狀態(tài)機，主要有6種狀態(tài)，其狀態(tài)跳轉(zhuǎn)框圖如圖8所示。其中input為輸入的串行PWM信號，計數(shù)器m1用來記錄input 持續(xù)為高的時間，m2用來控制接收數(shù)據(jù)的持續(xù)時間。

圖8各狀態(tài)的功能和跳轉(zhuǎn)流程如下：1）狀態(tài)0為等待，如果input為高則進(jìn)入狀態(tài)4，如果input為低則進(jìn)入狀態(tài)1；2）狀態(tài)1為接收，由于每幀數(shù)據(jù)占100個時鐘周期，而其中數(shù)據(jù)存在于前60個時鐘周期中，因此讀取連續(xù)60 個時鐘周期的input 數(shù)據(jù)，該過程由計數(shù)器m2控制。當(dāng)讀取完畢后，跳轉(zhuǎn)為狀態(tài)2；3）狀態(tài)2為更新，根據(jù)接收到的60個時鐘周期數(shù)據(jù)，解析出每個器件的開關(guān)狀態(tài)并進(jìn)行更新。執(zhí)行完畢后進(jìn)入狀態(tài)3；4）狀態(tài)3將m2置0后返回狀態(tài)0，從而開始接受下一幀數(shù)據(jù)；5）狀態(tài)4中，將m1加1，若m1小于100則返回狀態(tài)0，否則進(jìn)入狀態(tài)5；6）狀態(tài)5 為封鎖，所有開關(guān)器件均被封鎖，直到input 為低時，進(jìn)入狀態(tài)6；7）狀態(tài)6 將m1置0 后返回狀態(tài)0；8）狀態(tài)機運行過程中，若一直檢測到連續(xù)100個高電平，則系統(tǒng)將會進(jìn)入狀態(tài)5封鎖所有PWM脈沖，確保實驗系統(tǒng)安全。

根據(jù)圖8 所示的PWM 脈沖解碼流程，可以獲得左右橋臂上管的驅(qū)動脈沖，利用可編程邏輯器件加入死區(qū)后，即可作為驅(qū)動脈沖控制各IGBT 動作，實現(xiàn)了PWM 脈沖信號的還原。

6 實驗驗證

基于本文提出的脈沖編解碼算法，采用ALTERA公司生產(chǎn)的CPLD芯片，完成了PWM信號的生成、編碼和解碼工作。6 kV/600 kW的系統(tǒng)采用5 級級聯(lián)，每個H 橋單元中直流電容電壓為1 000 V，采用1 700 V/300 A的IGBT作為功率開關(guān)器件。主控DSP選擇TI公司的F28335，DSP通過數(shù)據(jù)線將數(shù)據(jù)寫入CPLD，實現(xiàn)對系統(tǒng)的控制。

圖9 給出了運行過程中的串行編碼信號波形，為便于分析和描述，圖9中標(biāo)出了一幀通信數(shù)據(jù)的開始位置和結(jié)束位置，可以看出在開始位置后連續(xù)250 ns 時間內(nèi)，信號為低，此時信號即為開始信號；之后2個250 ns為數(shù)據(jù)位3和2；之后1個250 ns 為間隔位，其電平為低電平；之后2 個250 ns為數(shù)據(jù)位1和0；之后4個250 ns為停止位，其電平為高。對比圖9 和圖7 可知，實驗結(jié)果與理論設(shè)計協(xié)議吻合。

圖10所示為第1級H橋單元輸出的電壓波形，其波形中有3種電平，分別為-1 000 V，0，+1 000 V，系統(tǒng)此時的輸出頻率為50 Hz，基波為正弦。

圖9 串行編碼實驗波形Fig.9 Waveforms of encoded signal

圖10 第1級輸出電壓波形Fig.10 Output of the first H-bridge

圖11為此時第1級輸出的電壓波形的諧波分析?？梢钥闯觯m然IGBT 的開關(guān)頻率為2 kHz，但是每級H橋的輸出電壓中，最低次開關(guān)頻率整數(shù)倍的諧波集中在4 kHz附近，這與式（6）的分析結(jié)果相吻合，表明按照式（9）給出的參考電壓選取方法，可以提高各級H橋單元輸出電壓的等效開關(guān)頻率，且達(dá)到了優(yōu)化輸出電壓諧波特性的目的。

圖12 給出了系統(tǒng)5 級級聯(lián)情況下的輸出電壓波形?？梢钥闯黾壜?lián)后的輸出電壓波形最多達(dá)11種電平，且波形正弦度高，為進(jìn)行電機控制、有源濾波等應(yīng)用提供了條件。圖12 還給出了系統(tǒng)接電機空載運行時的電流波形，可以看出電流波形正弦度較高，頻率與電壓頻率相同，表明高壓變頻器系統(tǒng)工作正常。

圖11 第1 級H 橋輸出電壓的頻譜分析Fig.11 Analysis of the harmonic spectrum

Fig.12 變頻器輸出的電壓和電流Fig.12 Output voltage and current of converter

7 結(jié)論

隨著工業(yè)的不斷發(fā)展和對大容量傳動需求不斷增加，級聯(lián)H橋型高壓變頻器得到了越來越廣泛的應(yīng)用，如何提高變頻器的可靠性，降低系統(tǒng)成本，并增強系統(tǒng)的抗干擾性、容錯性等指標(biāo)成為一個重要的研究課題。本文針對級聯(lián)H橋型高壓變頻器中的脈沖編解碼技術(shù)進(jìn)行討論，給出了系統(tǒng)的主電路和控制電路連接模型，通過分析脈沖的作用過程，對H橋的輸出電壓進(jìn)行了定量分析，并由此提出了相關(guān)的采用可編程邏輯器件生成PWM脈沖的算法。針對多路PWM脈沖信號提出了相關(guān)的編解碼算法，指定了相關(guān)的通信協(xié)議。實驗結(jié)果表明，本文提出的脈沖編解碼算法正確可靠，將其用于實驗樣機中，達(dá)到了預(yù)期效果，對于實際系統(tǒng)的開發(fā)和應(yīng)用有較好的參考價值。

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